扩频通信讲义第七章扩展频谱系统

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1、扩频通信讲义第七章扩展频谱系统7.1扩频系统的处理增益对于一般的通信系统，常把信道模型简化为稳态的加性白色高斯噪声(AWGN)。调制解调模型就是在这样的信道下得到的。如在同样信息比特率下，发射信号所占有(消耗)的频带资源以及在相同误码率下所需的Ep/No,即所消耗的功率资源。但是在许多情况下,信道干扰模型不是平稳AWGN,如XXXX幣数中，信号可能在中心频率附近受到XXXX干扰，或是经过变化的转发干扰、另外还有城市移动通信中的多径干扰等。对于这种干扰具有很强抵抗能力的调制解调技术一扩频技术，在这种系

2、统中，它的XXXX的数字信息基带带宽宽许多倍，我们这里所讲的扩频系统除此特点之外，在信息解调时必须把接收信号与发送端使用的扩频码进行相关，这样FM系统不在属于我们的扩频系统，虽然虽然它的传输带宽也比信息基带带宽宽许多。表明一个扩频系统抗干扰能力的参数叫处理增益，定义为：Pg=扩展频谱前的带宽/扩展频谱后的带宽=扩展频谱带宽/信息基带带宽对于不同的扩频方式Pc还有更直观的参数表示。这一章我们主要介绍直接序列的扩频系统(DS)、跳频系统(FH)以及它们的混合系统,重点介绍直接序列的扩频系统。7.2直接序

3、列的扩频系统所谓直接序列的扩频系统是用比信息比特率高许多的伪码序列对已调载波信号进行第二次调制(扩频调制)的系统。输出—®▲.c（t）已调载波基带信息►调制器基带系统可以是模拟的也可以是数字的。7.2.1BPSK直接序列扩展频谱系统调制器如图所示：若二进制信息为d(t),取值为±1,伪码C(t)也为二进制信息,取值为±1—次调制为XXXXd(t)cos(wot+0o)二进制数据c(t)XXXX>调制器伪随机码波形调制器框图二次调制后为Si(t)=d(t)c(t)cos(3°t+0。)由上式可以看出，

4、在电路系统中可以先进行d(t)c(t)然后再对载波进行二相调制。数字表达与电路系统不同。数学上d(t)与c(t)取值为±1,但在数字电路中d(t)与c(t)取值为0,1。二进制序列d(t)调制器伪随机序列C⑴电路实现解调器如右图所示(先解扩后解调)XXXX电路实现若发射信号经过无失真无噪进入接收机，不考虑时延Sr(t)=XXXXd(t)c(t)cos(3ot+0o)苴先用与发射端相同的伪随机码C，(t)与S「(t)进行相关运算。得XXXXd(t)c(t)c1(t-td)cos(COot+o0)其中t

5、d为本地伪码与接收伪码之间的相差，如果td=0,即本地PN码与接收PN码同步，则上式为XXXXd(t)cos(co0t+0o)—为一般BPSK信号。称去掉PN码的过程为解扩频过程。调制解调过程波形如右：BPSK直扩系统的频谱根据BPSK信号谱和直接序列XXXX的特点，假定数据和扩频码是个各态历经的平稳随机过程，且这两个信号是相互独立的,贝IJd(t)c(t)的自相关函数为Rdc(t)=Rd(t)Rc(t)其平均功率谱密度为Sdc二XXXX=>Jtd>2Ntc,Sdc(f)近似离散[td<2Ntc,S

6、dc(f)近似连续其中&(f)一般为连续谱(因为非周期性)Sd(f)和Sc(f)分别为Rd(t)、Rc(t)的傅式变换。如图，图中假定T尸3匸，载波调制后St(f)=(Sdc(f-f0)+Sdc(f+f0))/2抗单频干扰的能力假设单频干扰频率为f0(XXXX),功率为J则接收信号为Sr(t)=XXXXd(t)c(t)cos(o0t+xXXXcos(Wot+()o)解扩时XXXX本地PN码与接收PN码同步，则解扩码后输出为Y(t)=XXXXd(t)c(t)coswot+XXXXcos(wot+0o)

7、其平均功率谱密度为Y(f)二(Sd(f-fo)+Sd(f+fo))/2+JTc{Sinc2[(f-f0)nTc]+Sinc2[(f+fo)nTc]}仅f主瓣带宽为2/h(信频功率未变)干扰信号的主瓣带宽为2/Tc,总功率未变，正为总功率谱密度大大降低，用带宽为2/Td的窄带滤波器滤波后，有用信号功率全部通过，而单频干扰信号只通过JTc/Td(这里假定干扰信号的平均功率谱密度在2fc内是均匀的)。对于未扩部分的BPSK信号，干扰功率J全部通过窄带滤波器，所以从信噪比看有扩信号与无扩信号相比，信噪比增加

8、T/R倍。此数刚好为处理增益Gp=Td/TFfc/fd所以单频干扰，它的单频抗干扰能力就是Gp,或说Gp反映了扩频系统的抗干扰能力。7.2.2QPSK—DS系统因为QPSK系统对相同发射功率和数据率，它们仅带宽为BPSK的一半，而该码的性能与BPSK相同，所以QPSK应用很普遍。对QPSK,必须有同相和正交相两臂，低频率XXXX效果更好，抗干扰能力更强。分析方法：类似于BPSK,只是现在的两路信号Sin(3°f),Cos(3of)因为是正交的所以互不干扰，具体实现方式