半桥电路抗不平衡能力.ppt

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1、3、半桥式DC-DC变换器原理及设计推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。半桥变换器开关管承受的反向电压为电源电压，故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，因而也属于直流-交流-直流变换器。图5-26给出了输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路，图5-27给出了各点主要波形。图5-26输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路图5-27输出为全波整流电路的半桥直流变换器主电路各点主要波形工作原理由两个相等的电容C1和C2构成一个桥臂，

2、开关管Q1、Q2（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点A、B接高频变压器，由于电容C1和C2较大，其中点B的电位保持不变，且等于Vin/2。从另一个角度看，它实际上是两个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为Vin/2，输出电压为Vo。变压器原边绕组匝数为W1，两个副边绕组匝数相等，即W21=W22=W2，图中Llk是变压器的漏感。不考变压器虑漏感当Q1导通时，变压器原边绕组上电压为，绕组感应电势“*”端为“正”极性，故DR1导通，DR2反偏截止，输出滤波电感电流iLf增长。在t=Ton时，Q1关断，由于电感电流不能

3、断续，iLf继续按原方向流动，故副边绕组is和原边绕组中的电流ip也仍按原方向流动，D2续流，因此极性反转，DR2导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边电压为零，这时ip=0，这时is1=is2=is/2，由于这时变压器原边绕阻W1中电流为零，因此D2续流停止。实际上当Q1关断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区时间[Ton，Ts/2]内，电感电流下降，在Ts/2时刻，Q2导通，，变压器绕阻电势“非*”为正，ip从零反向增长到，二极管DR1截止，，，在[Ts/2，Ts]

4、区间，与上类似。电感电流连续时输出电压：Q1、Q2承受的反向电压为输入电源电压；整流二极管承受的反向电压为；电感电流的平均值为负载电流Io，通过输出整流二极管的最大电流为，为电感电流脉动量：流过功率开关管的最大电流：考虑变压器漏感在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时有所不同。图5-27b给出了半桥变换器考虑变压器漏感时的主要波形。Q1关断，变压器原边电流不能断续，D2由续流，此时，输出整流二极管DR2导通，这时输出整流二极管DR1还在导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器原边电压箝位

5、为零，因此就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性下降，在t1时刻ip下降到零，此时D2关断，Vab=0。[Ton，t1]区间的电压方波（图中用阴影表示）是变压器原边电流减小到零所必需的，一般称为复位电压,同样Q2关断时也会出现复位电压。Q2导通，，此时变压器原边电流从零开始反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升率，在t2时刻之前，输出整流二极管DR1还没有恢复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原边电压箝位为零，因此就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性增加，

6、在t2时刻输出整流二极管DR1关断，变压器原边电流线性增加，箝位结束。虽然在[Ton/2，t2]这一区间，但变压器副边电压为零，也就是说，变压器副边丢失了[Ton/2，t2]时段的电压方波，这部分时间与的比值即占空比丢失。通过上述分析，可以看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位

7、电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。3）电容选取电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。若总输出功率为PO（包括变压器损耗），工作频率为f，占空比，半周期为Ts/2，则初级平均电流为当Q1导通，初级电流流入B点，当Q2导通，则从B点取出电流，在半个周期内由电容C1、C2补充电荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为：在实际应用中，C1=C2=C，则上式可写为：电容上直流电压变化率与输出整流电压变化率是相同的，因此输出纹波系数为：为了满足输出纹波要求，C则为：实际应用中，一般将滤波电容和分压电容分别设置，滤波电容取几百到几千微法

8、的电解电容，分压电容常取几个微法的无极性电容。半桥仿真4)半桥电路抗不平衡能力分析半桥电路具有较强的抗偏磁能力，即在主电路不平衡条件下仍能维持高频变压器磁通对称。在分析这个结论之前，作下述假设：只研究导通和截止的稳态过程