峰值电流模式.ppt

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1、峰值电流模式控制电路设计主要内容：峰值电流模式控制电路的结构和优点峰值电流模式控制存在的问题及斜坡补偿器设计峰值电流型典型控制芯片峰值电流模式控制电路的结构(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。图1（a）峰值电流模式控制电路ttttCLK0SiRiRiLiSt0t1000t2基本原理开关的开通由CLK信号控制，CLK信号每隔一定时间使RSFF置位，Q=1→开关开通→iL上升至给定值iR→比较器输出信号翻转→RS

2、FF复位,Q=0→开关复位。图1（b）峰值电流模式控制波形峰值电流模式PWM控制电路优点暂态闭环响应较快。对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。整个反馈电路变成了一阶

3、电路。虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。瞬时峰值电流限流功能。即内在固有的逐个脉冲限流功能；自动均流并联功能。

4、由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。峰值电流型控制存在的问题对噪声敏感开环不稳定性；引入斜坡补偿问题次谐波振荡具有尖峰值/平均值误差开环不稳定性图2电流型变换器的开环不稳定性(a)D<0.5(b)D>0.5(c)D>0.5并加斜坡补偿占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图2（b）所示。这可用数学表达式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)进一步可引入斜率为m的斜坡

5、信号，如图2（c）所示。这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。图3局部放大图由几何关系可知经过一个开关周期后，输出电感中电流的变化为ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)（2）要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即故系统稳定的充要条件是因为在稳定条件下，D•m1=-(1－D)m2，消去m1，整峰值电流控制系统稳定充要条件为（3）在100％占空比下求解这个方程（3）有：m>(－1/2)/m2（4）为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。在控制

6、工程实际中，补偿斜率m一般取为m=(0.7～0.8)m2，Ｒ1、Ｒ2值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1是交流耦合电容,使晶振的交流分Ｃ2和Ｒ1组成滤波电路,滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰,避免误动作。∆ＶＯＳＣ是晶振锯齿波的峰峰值。图4斜坡补偿电路斜坡补偿电路设计斜坡补偿设计步骤:1.计算电感电流的下降沿:m2=di/dt=VOUT/L(安/秒);2.计算初级测得的下降沿坡度:Vm2=m2·RSENSE(伏/秒);3.计算晶振充电时的坡度:VOSC=d(VOSC)/TON(伏/秒)4.应用叠加定理求斜

7、坡补偿后电流输入端电压5.计算斜坡补偿值：斜坡补偿电压VCOMP为：确定斜坡补偿比例M和R1.R2阻值峰值电流型控制的斜坡补偿实例电流反馈PWM，取输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，调节占空比电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。UC3842工作原理结构：电流测定放大器误差放大器比较器振荡器锁存器欠压锁定电路关闭信号电流限制软启动输出端工作频率500kHz峰值电流模式控制芯片UC3842UC3842各组成部分的原理内部包含5V基准源，用于电压调节器的误差放大器和峰值电流比较器等。具有可

8、以提供1A峰值电流的驱动电路、电源欠电压保护电路等。振荡器的振荡频率由外接电阻RT和电容CT决定，CT也决定死区时间的长短。死区时间、开关频率同RT和CT关系如下驱动电路结构为推挽结构的跟随电路，输出峰值电流可达500mA，可直接驱动主电路的开关器件。ft：时钟频率(kHz)RT：外接电阻(kΩ)CT：外接电容(uF)tD：死区时间(us)UC3842各组成部分的原理欠电压保护电路对集成PWM控制器的电源实施监控。初上电时，当电源电压低于启动电压（约16