pwm加相移控制的双向dc-dc变换器

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1、PWM加相移控制的双向DC/DC变换器

2、第1摘要：该文提出了一种P加相移控制的双向DC/DC变换器。该变换器结合了P和相移这两种控制技术优点，不但可以减小变换器的电流应力和通态损耗,而且可以拓宽零电压开关的范围。该文详细地介绍和分析了变换器的工作原理，给出零电压开关的条件，最后给出了实验结果。关键词：相移控制；P控制；软开关；双向直流变换器1引言为了实现直流功率的双向传输，双向DC/DC变换器被应用在直流不停电电源系统、航天电源系统、电动汽车及电池充电器等场合。为了减小变换器的体积和重量，需提高开关频率。而传统变换器开关频率的提高会带来开关损耗的增加。近年来，出现了解决这个问题

3、的不同方案。谐振、准谐振或多谐振技术方案[1~3]，变换器的电压电流应力较高，变频控制增加了滤波器设计的难度；能量缓冲吸收电路或有源钳位电路方案[4]，由于需要增加多个额外辅助元件，增加了变换器的复杂性；全桥相移技术方案[5,6]，由于主电路无需增加额外元件，只需利用相移控制，即可实现软开关，因此引起关注。但当输入输出电压幅值不匹配时，变换器电流的应力和有效值会大大增加，而且轻载时变换器无法实现零电压开关。图1为一种相移控制（PS）双向DC/DC变换器的原理图[7]。在变换器隔离变压器的两端各有一个变换单元。开关器件M1~M4的占空比为0.5。通过控制两个变换单元之间的相位关系

4、来调节两个直流源之间能量传输。图中L1为变换器隔离变压器的漏感和外加串联电感的总和。它是变换器能量传输的重要元件，同时也保证了变换器的软开关的实现。图1变换器的双向能量传输控制的概念可以用图2(a)表示。输入方波电源vab的正负幅值为V1/2，输出方波电源vcd的正负幅值为NV2。当输入方波电源vab的幅值和输出方波电源vcd的幅值匹配时，即V1/2=NV2，简化电路的主要原理波形如图3(a)所示(N=NP/NS为变压器原副边的绕组匝比)。但当输入方波电源vab的幅值和输出方波电源vcd的幅值不匹配时，如V1/2<NV2，简化电路的主要原理波形如图3(b)。从图中可以看出

5、变换器电流应力大大增加，即增加输入与输出之间无功功率的交换，于是增加功率器件、磁性元件的电流应力，增加了开关器件的通态损耗和磁元件损耗。500)this.style.ouseg(this)">500)this.style.ouseg(this)">本文提出一种P加相移(PPS)的控制方式，简化电路如图2(b)。对器件占空比的P调节，相当于在电路中加入一个电子变压器，使得输入方波电源vab和输出方波电源vcd的正负电压幅值分别匹配，即vab和vcd的正幅值为V1-NV2，而vab和vcd的负幅值为NV2。简化电路的主要工作原理波形如图3(c)所示。和传统相移控制相比，P加相移控制

6、减小了变换器的电流应力，减小了通态损耗，同时也使变换器在轻载时可以实现零电流开关。2工作原理变换器电路原理图如图1所示。在分析变换器工作原理之前，先作如下假设：变换器已达到稳态工作；MOSFET看作为理想开关器件，且与体内二极管及寄生电容并联；L1是变压器T的漏感与外加串联电感的总和；变压器T的激磁电感LM足够大，因此激磁电流很小；输出滤波电感Lo的电感值足够大，其电流纹波很小；Ct1、Ct2和Cc1的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小；Ct1、Ct2和Cc1与L1的谐振频率远低于变换器的开关频率。500)this.style.ouseg(this)">500)this.

7、style.ouseg(this)">M1和M3的门极驱动信号占空比为D，M2和M4的门极驱动信号占空比为1-D。在正向工作模式下，M1和M2的门极驱动信号在相位上超前于M3和M4的门极驱动信号。能量从V1传输到V2，整个开关周期被划分为8个阶段。每一阶段不参与工作的电路部分用虚线绘出。正向工作模式等效电路图如图4所示。主要原理波形如图5所示(V1/2<NV2)。阶段1(t0-t1):在t0时刻之前，M4被关断，M1导通。L1中的电流为正的，与M4并联的电容被充电，而与M3并联的电容被放电。到t0时刻，M3两端的电压降低到零，其体内二极管首先导通，之后它在零电压条件下被驱

8、动开通，M4两端电压被钳位在VCc1。L1的电流变化斜率为500)this.style.ouseg(this)">式中VCt1、VCt2和VCc1分别为Ct1、Ct2和Cc1两端的平均电压。阶段2(t1-t2):t1时刻，M1被关断。与M1并联的电容被iL1线性充电，与M2并联的电容被放电。本阶段末，M2两端的电压变为零。阶段3(t2-t3):M2的体内寄生二极管在t2时刻导通，M2被零电压开通。iL1变化斜率为500)this.style.ouseg(this)">500)this.sty