多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计

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1、多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言　　近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。　　本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。2正激变换器普通多路输出的分析　　图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。两路输出分别采用无耦合的滤波电感。其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV

2、1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)　　式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。　　该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。因而在临界点上下，传递函数是突变的。图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。　

3、　在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。　　在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器　图3图4图3电路的归一化电路图5图4电路的重新排列　　为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。当负载电流变化较大时，甚至在出现负载电流为零的场合下为使电路仍可以正常工作，则可

4、在每路输出接入一固定负载。3多路输出正激变换器耦合滤波电感的分析　　对照图1和图2电路，图2电路的L1、L2为绕在同一磁芯上的电感，且匝数比与Uin1、Uin2的匝数比相同，同名端如图所示。　　设：UV1a=UV1b=UV1=0.6VUV2a=UV2b=UV2=1.0VD=0.4UO1=5Vn=N2/N1=3:1则有：Uin1=(UO1＋UV1)/D=5.6V/0.4=14Vpp(2)Uin2=Uin1·n=14×3=42Vpp(3)UO2=Uin2·D－UV2=42×0.4－1.0=15.8V　　在初级开关管导通时UL1=Uin1－UV1－UO1=14－0.6－5=8.4V(4)UL

5、2=Uin2－UV2－UO2=42－1.0－15.8=25.2V(5)　　在初级开关管截止时UL1=－UD1－UV1=－0.6－5=－5.6V(6)UL2=－UD2－UV2=－1.0－15.8=－16.8V(7)　　注意：不论初级开关管导通还是截止，应保证UL2/UL1总是为3∶1。如果耦合电感L2、L1的匝数比不能保证为3∶1，则在UO1和UO2之间存在附加的电流流动，从而在其输出产生很大的输出纹波。〔3〕　　为了便于分析，将图2中主变压器的两个输出绕组用两个脉冲电压源所取代，则可简化如图3所示。再将图3电路归一化，如图4所示。　　图4电路中，N2′=N2/n=N1Uin2′=Uin2/

6、n=Uin1UV2′=UV2/n=1/3=0.33VUO2′=UO2/n=15.8/3=5.27VIO2′=IO2·n=5×3=15AL2′=L2/n2C2′=C2·n2ERS2′=ERS2/n2　　图2至图5的归一化简化分析适用于独立电感和耦合电感的情况。对于耦合电感电路，图5中的L1和L2′在同一个磁芯上有相同的归一化匝数，因此它有相同的归一化互感值及相同的感应电压/匝数比。因此L1和L2′可合成一个互感Lm，如图6所示。图6电路的互感、漏感等效电路纹波电流进入U02‘的情况图8图7电路的归一化小信号模型图9电感无耦合和有耦合的两路输出结果的仿真对比　　由于电感的耦合不是百分之百，总存

7、在漏感及外部电路的引线电感。这种影响可用L11和L12′表示。实际上Lm比L11或L12′大得多。即使在开关频率上，Lm的阻抗值比输出电容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，归一化纹波电流总的大小由Lm决定。而进入各路输出的纹波电流则由L11和L12′决定。换言之，归一化纹波电流可以不同的比例分别流入不同的输出，甚至可以一路的归一化纹波电流为0，这完全取决于图6电路中L11和L12′的值。　　如果希望纹波电流大部分流入