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1、连续导通型PFC的控制环路设计ICE1PCS01控制IC给出了一种全新的连续电流导通型(CCM)的控制方式，给出了全新的控制电路。与传统连续导通型PFC方式相比，它不用直接从AC线路检测正弦信号作为参考信号，采用平均电流控制方式实现单位功率因数。本文我们介绍和提供模型及工具以改善控制环路的特性,我们的目标不仅要确保在窄的带宽下实现功率因数，还要给出足够的相移区域，以确保系统在整个工作范围内能稳定工作。1,介绍传统的二极管整流放在电子设备前端，以从线路上取得决定于线路电压的脉冲电流。产生的辐射及传导的电磁辐射导致供电系
2、统变坏。为此IEC61000-3-2的谐波调整采用有源功率因数较正电路的方法于近年流行。对小功率的(200W)，断续导通型(DCM)的PFC更适用。其成本低廉，它仅有一个控制环,即电压环。在其控制方框电路中，设计容易也较简单,但其固有的大电流纹波使得DCM方式无法用于更大功率。在大功率应用中,连续电流型(CCM)的PFC更为合适。图1DCM和CCM的工作原理图2ICE1PCS01的应用电路在传统的CCM方式中，有两个控制环，称作电压环和电流环的传输函数。因此，CCM的控制电路IC引脚很多，我们今天介绍的ICE1PCS
3、01则仅有8个引脚,而且各种保护特色都集成进去，成为新一代PFC控制器的典型作品。其等效电路及应用电路如图2。我们看到它不直接检测正弦波信号给IC,在此控制环的补偿设计中仅有一个环路。详细分析如下:2,电压环补偿控制环路方框图如图3,共有四个方框,误差放大器G1(S)，IC的PWM调制器G2(S),升压变换器的功率级G3(S)及反馈检测G4(S)。图3电压控制环的方框电路2.1反馈G4(S)反馈方框是一个简单的电阻分压器，用于监视大Bulk电容上的输出电压，电路如图4所示。2.2误差放大器补偿G1(S)图4G4的反馈
4、电路图5误差放大器的补偿回路误差放大器补偿电路示于图(5)，传输函数为：此处gOTA1为OTA1的跨导，典型为42uS。极点和零点在整个环路的调整采用跨越整个100Hz以下的频率,并为环路稳定建起足够的相移区域。2.3PWM调制G2(S)由于CCM工作方式固有的,在升压式变换中有:正弦参考信号仅在Doff间隔内获得，控制电压Vcomp送到PWM方框中去控制平均升压电感电流，传输函数G2(S)表述的细节如下:2.4功率级G3(S)功率级的传输函数G3(S)定义如下:此处,Vout为直流输出电压,Iout为直流输出电流,
5、IAVE为电感电流的平均值。2.4.1Vout/Iout在上述假设之下,功率级可以如图6建模。可控电流源(并联电阻Re)去驱动输出Bulk电容Cout及负载电阻Rout(Vout/Iout)，由于Cout的ESR远在跨越频率之外，可忽略不计。几个代数操作就展示出并联电阻Re等于总直流负载电阻Rout。于是，它的改变仅取决于系统的递出功率。这里有两种负载在应用，两种情况将给出不同的结果，两种情况为电阻负载或恒功率负载。对于纯电阻负载。AC负载电阻为R，在恒功率负载如附加一个隔离的DC/DC变换器，则AC负载电阻即等于R
6、o。如果DC总线减小，则PFC电流就加大，因此展示出负信号。作为结果，与Re联合并趋于无穷，而两电阻取消，电流源仅驱动输出电容，结果总结如下：在此文中，仅讨论恒功率负载状况。图6功率级建模图7IOUT/IAVE的简化特性2.4.2Iout/IAVE电流源Iout物性可用下图7表示。低频元件，升压二极管电流，由平均放电的电感电流在给定开关周期求出，低频电流平均盖过半个周期，成为直流输出负载Iout。此处，D是开关周期，α是主电压瞬时相角，Vin是输入均方根电压，IAVE-PK用IAVE取代，而Doff为关断期,则：在恒
7、功率负载时传输函数G3(S)为:2.5整个开环的传输函数合并所有上面的方框,整个电压环的开环增益为:由于PF的需要，固有的PFC动态电压环补偿总是采用低带宽的来执行。此为不使源于2*fL纹波。例如对50HzAC线路输入，PFC电压环带宽通常设置在20Hz以下。补偿电路R4，C2及C3都选用使环路增益及相移区域达到最佳化。3,电流环调整率及传输函数G2(S)用新概念的间接正弦波检测方法ICE1PCS01集成了电流调整器环路，方框图如图8，函数为G2（S）。图8电流环的方框电路3.1,平均电流电路平均电流方框的传输函数表
8、示如下式:此处，K1为设计的常数，为T。Ccomp为Icomp端的电容，gOTA2为误差放大器OTA2的跨导。对平均电流型控制,典型为1.1ms。M1为非线性增益的方框输出M1max=0.9，根据此特性画出图9。图9非线性方框的特性平均电路的传输函数是滤波器输出的开关电流纹波，所以平均电路的角频fAVE必须低于开关频率fsw，然后有:由于跨过整
