pwm变换器中输出变压器偏磁的抑制

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1、PWM变换器中输出变压器偏磁的抑制

2、第1=N1SKT500)this.style.ouseg(this)">（1）式中：B为铁心的磁感应强度；S为铁心截面积；N1为初级绕组匝数；KT为铁心面积的有效系数；φ为变压器主磁通。由式（1）可得磁感应强度B(t)=500)this.style.ouseg(this)">u1dt＋Br（2）式中：Br为t=0时铁心中的磁感应强度。为分析方便将式（2）写为增量形式，并考虑到在P逆变器中，u1为幅值恒定的脉冲量，因而磁感应强度增量变为ΔB(t)=500)this.style.ouseg(this)">（3）从而磁感应强度增量ΔB(t)成为

3、时间的线性函数。对于全桥P型逆变电路，正常情况下，变压器正、反方向的方波“伏－秒”面积相等，铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比，变化如图1(a)所示，且磁化曲线对原点对称。当变压器原边含有直流成分时，P型变换电路的正、反方向的方波“伏－秒”面积不再相等，磁通将向某一方向逐渐增加，磁化曲线不再对原点对称,最终导致变压器铁心磁感应强度饱和，变化如图1(b)所示。由于变压器的原边等效阻抗对直流分量只呈现电阻特性，且原边绕组内阻很小，因此，很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势，该直流磁势与交流磁势一起作用于变压器原边，造成变压器铁心的工作磁化曲线发生偏移，出现关于原点不对

4、称，即所谓的变压器偏磁现象。当偏磁严重时，铁心将进入单向饱和，这时铁心磁导率将急剧下降，原边等效电感迅速减少，激磁电流迅速增大，导致变压器过热，最终导致器件毁坏。500)this.style.ouseg(this)">(a)电压对称时500)this.style.ouseg(this)">(b)电压不对称时图1变压器磁化曲线造成“伏－秒”面积不等的具体原因有：1）功率半导体模块(IGBT)开关速度的差异；2）功率半导体器件(IGBT)通态压降的差异；3）各种信号传输延迟的不同；4）电路设计不当，工艺欠妥。目前，在各种形式的全桥P变换器中，都存在着不同程度的偏磁问题，为此在很

5、多文献中提到了各种解决方法。一般多采用在变压器原边串联电容，利用电容特有的隔直特性将原边中的直流分量滤除。这种方法虽然简单但有一定的局限性，因为，所有的原边电流都要流过隔直电容，使电容的工况相当严重，电容的可靠性及寿命将严重地制约变换器的可靠性。2一种抑制偏磁的简单电路拓扑及其工作原理如图2所示，在P全桥逆变电源输出端，采用通过霍尔电压传感器(HL)隔离的差动高阻积分电路，通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列uAB的直流分量，图2中积分环节输出电压um波形如图3中所示，为标准的三角波（暂不考虑死区）。其上升时间即为ugs1的脉宽（亦即S1及S2的开通时间），并且以固

6、定的du/dt上升。其下降时间为ugs2的脉宽（即S3及S3的开通时间）。控制电路补偿过程如下：以ugs1为参考脉冲方波(固定的脉宽及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通断；而以ugs2为可调脉冲方波去控制S3及S4。在一个基波周期内，C1充电时间和充电速度固定，其充电量亦确定，此充电量确定了放电过程的时间，亦即ugs2的占空比。由此可见，S3及S4的开通时间由S1及S2的开通时间决定，其结果是消除了高频变压器中的直流分量。假设某种原因导致ugs1的D变大，则S1及S2管的导通时间变长，C1中充电量增大，其放电时间相应变长，从而使ugs2的占空比

7、增大，S3及S4的开通时间也增大，从而达到了消除直流分量的目的。反之亦然。500)this.style.ouseg(this)">图2主电路及控制电路拓扑500)this.style.ouseg(this)">图3控制电路波形图在设计中需要注意以下事项。1）霍尔电压传感器（1）对于电压测量，原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻Ri来确定，并串联在传感器原边电路，为使传感器达到最佳精度，应尽量精确选择Ri的大小，使输入电流为10mA为佳。（2）考虑到初级线圈内阻(与Ri相比，为保持温差尽可能低)和隔离，此传感器适用于测量10～500V电压。Ri的功率为所测试电压乘以0

8、.01后的4倍以上，以确保测量电阻的稳定性。2）控制电路部分（1）积分电容器C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。（2）在应用中应该注意，比较电平是不可能为零的（由于器件性能的影响，三角波不可能降为零），为了使比较器可靠性高，应使比较电平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脉宽ugs1比ugs2的稍窄，可通过调节彼此的死区时间来给予一定程度的补偿。（3）ugs2的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生，ugs1的死区时间通过R1