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1、Buck变换器近远端反馈的仿真分析与应用高速超大规模集成电路中,负载具有工作电压较低、电流较大、各种工作状态相互转换时对应的电流变化率较高等特点⑴。在实际电源中，常应用的降压型(Buck型)电压变换器,具有结构简单、转换效率高等优点。当岀现输入电压变化、负载扰动等情况时，会引起负载端的电压波动，严重的结果是电路功能异常。为了维持负载两端电压的稳定，在供电模块中引入电压负反馈,通过反馈闭环控制占空比，实时调节电压变换器的输岀电压【2】。电压侦测的反馈位置靠近变换器输岀端或负载端，对应近端和远端反馈两
2、种模式。由于存在传输路径阻抗,不同反馈模式负载端的实际电压和动态响应也会不同。对于反馈模式的选择,此前采用经验的方法,依据电源转换方案和参数预估,选择Buck型变换器的反馈模式,这种方法没有综合考虑传输路径阻抗、芯片对供电电压容忍度等因素。本文通过对传输路径阻抗和芯片电压容忍度等因素进行分析，结合不同反馈模式下系统静态和动态响应的仿真结果，评价近端和远端反馈的效果，作为指导电路反馈模式选择的方法。1Buck型变换器的近远端反馈设计1.1Buck型变换器的原理Buck型变换器的基本原理如图1所示。P
3、WM信号分别控制两个MOS管的开关,当MOS开关管VTi导通、VT2关断时，输入电压U】经过电感L,向电容C充电，同时也给负载Rl供电；当MOS开关管VTi关断、VT2导通时，输入电压Ui和输出电路断开，VT2导通续流，电路依靠存储在电感L和电容C中的能量向负载Rl供电⑶。图1的电源监测采用电压负反馈模式,以达到稳定反馈位置电压的目的。反馈点电压U。经过电阻网络Ri、R2分压，反馈到控制器IC的Fb端。在控制器(IC)内部，误差放大器(EA)比较反馈电压和基准电压Uref,输出作用到PWM控制信号
4、,调节VTi、VT2的导通时间，改变输出端电压，以补偿电压的波动，保证实际供电电压正常。在低电压、大电流的情况下,这种措施的效果動口显著⑷。1.2近远端反馈方案设计采用Buck型变换器为负载供电,电压负反馈的反馈点不同，传输路径的阻抗Rpcb会随路径长度变化，造成负载实际电压的差异。当反馈点选择在变换器输出端时,将反馈模式称为近端反馈，如图2所示;当反馈点选择在负载端时，将反馈模式称为远端反馈,如图3所示。下文对不同反馈方案的实际补偿效果进彳盼析。在图2、图3中，为了简化负载电压的求解，采用集中参
5、数电路模型代替分布参数模型⑸，假设等效的串接阻抗RpcB=25mQ。而心、R?的取值比较大(kQ),造成反馈引线几乎没有电流流过⑹。由误差放大器(EA)的"虚短"可知，B点的电压即为基准电压Uref=0.5V。为保证负载Rl两端电压为额定值，取Ri,R2为1.5kQ和7.5kQ,则输出电压为：由式⑴可知,U。的值为0.6V,即输出点A对地的电压为0.6V。为了衡量Buck变换器在负载变化时的性能，分析近远端反馈模式的静态响应和动态响应。1.2.1静态响应分析对于不同的静态负载电流I。，在图2中，R
6、l两端的近端反馈电压Uon为：在式⑵中，当输出电流I。从0A增加到4A时，Uon由0.6V减小到0.5V。在图3中，Rl两端的远端反馈电压Uof为：在式⑶中，当I。从0A增加到4A时，Uof保持0.6V不变。由式(2)、式(3)可知,由于Rpcb的影响，近端反馈的负载电压会低于额定值；而远端反馈的负载电压则不受Rpcb的影响，能够保I寺为额定电压。1.2.2动态响应分析动态响应输出电压的变化量AU用于评价Buck变换器的负载动态响应特性。动态响应和输出滤波电容的容量及等效串联电阻(ESR)、旁路电
7、容、最大允许负载电流等有关⑺。此夕卜，动态响应的AU还和电路中的反馈模式有关，在不同模式下，传输路径的阻抗对AU的影响需要考虑。在动态响应过程中,负载电流从I。阶跃到(1。+川)，维持时间为M,阶跃回到I。，则动态响应电压上冲(或下冲)的最大值AU。，根据下式⑻求得：2C—°)2L(1"川(4)在式(4)中，Re为输出电容C的ESR值，U】为输入电压，U。为输出电压，L为输出电感，T是开关周期。对于近端反馈模式，动态响应电压波动的峰峰fiAUN-P为：Af/N_P=2A(/0-A//?H1J(5)
8、在式(5)中,控制Rpcb在一定范围内，以保证AIRPcb<2AUo,实际线路一般满足这个要求。对于远端反馈模式,动态响应电压波动的峰峰值AUf-p为：尸2刃。(6)由式(4)~式(6)可知，对于同一线路的不同反馈模式，由于传输路径阻抗RPCB的影响，近端反馈的△Un-p会比远端反馈的?驻UF-P小。1Buck型变换器近远端反馈的仿真以DDR4DIMM供电为例，Buck变换器由控制器IR3897和外围元件组成,输入电压Ui为12V,输岀电压U。为0.6V,负载电流Io最大为4A。电
