降低热插拔控制电路的电路电流new

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1、http://www.powersystems.eetchina.com/降低热插拔控制电路的电路电流供稿：美信摘要：当热插拔控制电路的输出发生短路时，会触发内部断路器功能并断开电路。但在内部断路器做出反应之前，刚开始的短路电流可能达到数百安培。通常热插拔控制器断路器的延迟时间是200至400ns，再加上栅极下拉电流有限，栅极关闭时间可能需要10至50µs。在此期间，会产生较大的短路电流。本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在200至500ns内隔离短路故障。典型热插拔电路我们来考察采用MAX4272构建的+12V、6A典型热插拔控制电路(图1)。根

2、据MAX4272的规格指标，可知其包含触发门限分别为50mV和200mV的低速和快速比较器(整个温度范围内，容限分别为43.5至56mV和180至220mV)。触发电流大小通常为工作电流的1.5至2.0倍，选择RSENSE=5mΩ。RSENSE允许有5%的容限，过载条件下低速比较器的触发电流范围是8.28至11.76A；发生短路时，快速比较器的触发电流范围是34至46.2A。图1.典型的热插拔控制电路低速比较器的最低触发门限比正常工作电流高38%，快速比较器的短路触发门限是工作电流的6至8倍。快速比较器的延迟时间为350ns，这一时段的短路电流尖峰仅受限于电路阻抗。此后电流缓慢

3、下降，直至完全隔离短路故障，3mA栅极下拉电流限制了MOSFETM1栅极电容(3至4nF)的放电速率。短路电流在15至40µs内缓慢减小，与此同时，栅极电压从19V被拉到接近地电位。http://www.powersystems.eetchina.com/峰值短路电流最初350ns内的峰值电流由以下因素决定：(a)电源ESR，(b)短路状态，(c)RSENSE阻值，(d)M1的RDS(ON)，(e)M1的ID(ON)。以上参数均采用最接近实际情况的取值，可以计算出短路时电路的总阻抗：(电源ESR⊬4mΩ)+(短路环节≈3mΩ)+(RSENSE=5mΩ)+(RD(ON)≈4mΩ)

4、≈16mΩ。这时，短暂的峰值电流为：ISC≈750A，并取决于电源的储能电容(带2200µF电容的低ESR背板以750A电流放电时，1µs内电压仅降低340mV)。这种情况下，实际的峰值ISC会由M1的ID(ON)限制到400A左右。ID(ON)取决于VGS，因此有必要检查电路，以确定这一时段的栅-源电压。MAX4272包含一个内部电荷泵，可使正常工作时的栅极电压高出VIN约7V。因而MOS管导通时VGS=7V。短路的第二个影响是它实际上增加了VGS。短路在M1的漏-源之间引入了一个电压阶跃-等于总输入电压的一部分。由于M1的RD(ON)约为预估的短路总阻抗的1/3，此时施加的

5、VDS约为12V阶跃电压的1/3。由漏-栅电容cdg和栅-源电容cgs组成的分压器会将该阶跃电压的一部分转移到栅极。经过适当计算，可知引入的额外ΔVGS为300至500mV，但短路期间进行的测试表明该值可高达ΔVGS=+3V。至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路会在几微秒至几十微秒内产生数百安培的电流。设计者可能希望将Isc峰值限制在50A，持续时间小于1µs，但如果不增加更快速的比较器和栅极下拉电路的话，这一要求是不切实际的。然而，可以考虑对电路做一些简单的修改。1.在内部快速比较器最初的350ns响应时间内，电流会由ID(ON)限制在几百安以内，此时可以通过增加一个简单的外部

6、电路来加快栅极放电，从而将短路持续时间限制≤½µs。2.或者用一个稍复杂的外部电路将Isc峰值限制在100A范围内，并且持续时间<200ns。快速栅极下拉电路限制大短路电流的持续时间只需增加一个PNP型达林顿管Q1，即可极大地缩短大短路电流的持续时间，如图2所示。二极管D1允许栅极在导通状态下正常充电，而关断时控制器的3mA栅极放电电流改为直接驱动Q1的基极。然后Q1在约100ns时间内迅速完成栅极放电。这样，发生短路时的大电流持续时间大为缩短，仅略大于快速比较器350ns的延迟时间。http://www.powersystems.eetchina.com/图2.具有快速栅极下

7、拉的热插拔控制器快速限流电路借助图3所示的电路，可以将短路电流限制在约100A以下，持续时间小于200ns。当RSENSE两端的电压差达到约600mV时，PNP型晶体管Q1a将触发并驱动NPN型晶体管Q1b，从而使M1的栅极电容快速放电。图3.具有快速短路峰值电流限制功能的热插拔控制器M1栅极和源极之间的C2可进一步减小发生短路时作用在栅极上的正向瞬态阶跃电压，该电容的取值范围为10nF至100nF。齐纳二极管D1用来将VGS限制到7V(MAX4272提供该电压)以下的某个值。http://