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时间:2019-06-25
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1、2LLC谐振全桥变换器拓扑及工作机理 全桥变换器由于具有较高功率密度而广泛应用于中、大功率场合,其主电路拓扑如图1所示。该电路主要包括初级4个功率MOSFET、谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm,次级则由整流二极管VD5和VD6以及输出滤波电容Co组成。 可见,拓扑中次级没有滤波电感,整流二极管无需缓冲吸收网络,与传统的全桥拓扑相比,其元件大为减少,且变换器的磁性元件能很容易集成到一个磁芯,主变压器的漏感和Lm也能被利用。 LLC谐振全桥变换器包括如图2所示的3个工作区域:其中区域1,2的主开关管工作在ZVS状态,而区域3的主开关管工作在ZCS状态。对于选用MOSFET作为主
2、开关管的高频LLC变换器而言,工作在ZVS条件下其开关损耗最小,工作状态较佳,故其所需的工作区域为增益曲线的右侧(其中负斜率表示初级MOSFET工作在ZVS模式)。当LLC变换器工作在如图2所示的ωs=ωr状态下时,其增益由变压器的匝比决定,从效率和EMI的角度而言,在这个工作点状态下由于正弦初级电流、MOSFET和次级整流二极管都得到最优化利用,故为最佳工作点,但是这只能在特定的工作电压以及负载条件下得到。LLC谐振全桥变换器存在两个谐振频率,一个为Lr与Cr的谐振频率: 由于该电路采用PFM控制模式,所以变换器工作频率fs既可以工作在fs≥fr的频率范围内,也可以工作在fm3、4、和VT3的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换,VD6开始导通,由于此前VD5电流归零,故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 模态4(t3~t4)在t3时刻,VT2和VT3开通,VD6继续导通向负载提供能量。Lm仍被输出电压箝位不参加谐振,故iLm线性下降。 模态5(t4~t5)在t4时刻,iLm又重新等于ir,VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被反向恒流充电,其电压线性升高。 模态6(t5~t6)在t5时刻,VT2和VT3关断,VD1和VD4导通续流,从而为VT1和VT4的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压5、极性切换,VD5开始导通,由于此前VD6电流归零故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 以上就是LLC变换器工作在fm6、二极管导通压降,选用IXYS60CPQ150快速恢复二极管,其典型值为1.2V,计算得N=7.92。 2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin,Gmax: Gmin=2n(Uo+Ud)/Uinmax,Gmax=2n(Uo+Ud)/Uinmin(3) Uinmin,Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值,分别为320V和420V。计算得到Gmin=0.927,Gmax=1.22。 3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC: 计算得到RL=1.15Ω,RAC=58.5Ω。 4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为: 式中:k值为Lm和Lr的比值。 对于7、LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。计算得到Q=0.463,Cr=58nF,Lr=43μH,Lm=172μH。 至此,变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW43NM60ND,次级整
3、4、和VT3的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换,VD6开始导通,由于此前VD5电流归零,故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 模态4(t3~t4)在t3时刻,VT2和VT3开通,VD6继续导通向负载提供能量。Lm仍被输出电压箝位不参加谐振,故iLm线性下降。 模态5(t4~t5)在t4时刻,iLm又重新等于ir,VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被反向恒流充电,其电压线性升高。 模态6(t5~t6)在t5时刻,VT2和VT3关断,VD1和VD4导通续流,从而为VT1和VT4的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压5、极性切换,VD5开始导通,由于此前VD6电流归零故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 以上就是LLC变换器工作在fm6、二极管导通压降,选用IXYS60CPQ150快速恢复二极管,其典型值为1.2V,计算得N=7.92。 2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin,Gmax: Gmin=2n(Uo+Ud)/Uinmax,Gmax=2n(Uo+Ud)/Uinmin(3) Uinmin,Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值,分别为320V和420V。计算得到Gmin=0.927,Gmax=1.22。 3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC: 计算得到RL=1.15Ω,RAC=58.5Ω。 4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为: 式中:k值为Lm和Lr的比值。 对于7、LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。计算得到Q=0.463,Cr=58nF,Lr=43μH,Lm=172μH。 至此,变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW43NM60ND,次级整
4、和VT3的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换,VD6开始导通,由于此前VD5电流归零,故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 模态4(t3~t4)在t3时刻,VT2和VT3开通,VD6继续导通向负载提供能量。Lm仍被输出电压箝位不参加谐振,故iLm线性下降。 模态5(t4~t5)在t4时刻,iLm又重新等于ir,VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被反向恒流充电,其电压线性升高。 模态6(t5~t6)在t5时刻,VT2和VT3关断,VD1和VD4导通续流,从而为VT1和VT4的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压
5、极性切换,VD5开始导通,由于此前VD6电流归零故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。 以上就是LLC变换器工作在fm6、二极管导通压降,选用IXYS60CPQ150快速恢复二极管,其典型值为1.2V,计算得N=7.92。 2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin,Gmax: Gmin=2n(Uo+Ud)/Uinmax,Gmax=2n(Uo+Ud)/Uinmin(3) Uinmin,Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值,分别为320V和420V。计算得到Gmin=0.927,Gmax=1.22。 3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC: 计算得到RL=1.15Ω,RAC=58.5Ω。 4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为: 式中:k值为Lm和Lr的比值。 对于7、LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。计算得到Q=0.463,Cr=58nF,Lr=43μH,Lm=172μH。 至此,变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW43NM60ND,次级整
6、二极管导通压降,选用IXYS60CPQ150快速恢复二极管,其典型值为1.2V,计算得N=7.92。 2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin,Gmax: Gmin=2n(Uo+Ud)/Uinmax,Gmax=2n(Uo+Ud)/Uinmin(3) Uinmin,Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值,分别为320V和420V。计算得到Gmin=0.927,Gmax=1.22。 3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC: 计算得到RL=1.15Ω,RAC=58.5Ω。 4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为: 式中:k值为Lm和Lr的比值。 对于
7、LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。计算得到Q=0.463,Cr=58nF,Lr=43μH,Lm=172μH。 至此,变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW43NM60ND,次级整
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