电力电子技术10.ppt

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1、第9章直流变换电路DC/DC变换分为两类：直接式直流变换（直流斩波）；间接式直流变换，经直-交-直两个环节。§9.1基本斩波电路9.1.1降压式直流斩波电路(buckchopper)主要应用：直流电动机、蓄电池等反电势负载，也常用于开关电源（输出端接C滤波）。通常采用快速全控器件。在IGBT关断时，续流二极管VD为电感电流提供通路，以维持其连续性。平波电感L值一般较大，减小电流脉动。EM可有可无。PWM占空比=ton/T，T为PWM开关周期。1.电流连续模式在ton期间VT导通，uo=E，io在电源

2、E作用下指数上升（在=L/R很大时，近似直线变化）。在toff期间VT关断，VD续流导通，使uo=0，io指数下降。输出电压平均值Uo=E·ton/T=·E。由于≦1，故Uo≦E，降压斩波。电压变换比M=Uo/E=。输入输出功率平衡：EI1=UoIo（I1为电源电流平均值）。输出电流平均值Io=(Uo-EM)/R,当L极大时，io近恒流。2.电流断续模式：当L较小或占空比很小时，io可能会断续。在断续期间io=0，VT和VD均不导通，uo=EM。3.分段线性分析（自学）带LC滤波的降压斩波电路

3、输出电压uc在稳态下近似无任何脉动，保持Uc不变。电感电流波形由原来的指数规律上升和下降，变为直线升降。无论是电流连续还是断续模式，在二极管VD导通续流期间，作用于电感L两端的电压为–Uc，电感电流iL以-Uc/L的负斜率直线减小。图9-4采用LC滤波的降压斩波电路在电流断续模式对应的波形中，当电感电流下降到零的t2时刻之后，二极管的端电压不再是EM而是等于Uc。正是电感端电压波形的正负变化决定了其电流的直线上升和下降。Uc9.1.2升压式斩波电路（boostchopper)1.电流连续模式电感L一般

4、较大，起着贮能作用；C值很大，使uo近似恒定。在VT导通期间，VD关断，L端电压uL=E，存贮能量，i1直线上升，上升率为E/L（Ldi1/dt=E）。在VT关断时，i1的减小会产生较高的自感电势，左负右正，使VD迅速导通，为C充电并为负载提供电能。由于自感电势的作用，uo通常比E高（升压）。在VT关断期间，L端电压uL=E-Uo<0，故iL下降，负变化率为(E-Uo)/L。求输出直流电压及电压变换比:利用电感稳态伏-秒平衡原理：E·ton+(E-Uo)·toff=0两边同除以T得：E·+(E-U

5、o)(1-)=0Uo=E/(1-)电压变换比:M=Uo/E=1/(1-)≧1（升压式）功率平衡：EI1=UoIo（I1为电源电流平均值）。2.电流断续模式在L较小、开关频率较低、负载较轻（R大）或占空比较小，均会造成电流断续。在断续期间iL=0，VT、VD均不导通，VT端电压uT=E。I1§9.3单端间接式直流变换电路间接直流变流电路中增加了交流环节，因此也称为直-交-直变换电路。采用直—交—直变换结构的原因：输出端与输入端需要隔离；需要相互隔离的多路输出；输出电压与输入电压的比例远小于1或远大

6、于1；交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、电容的体积和重量。通常，工作频率应高于20kHz这一人耳的听觉极限。图9-13间接式直流变换电路的结构间接直流变流电路分为单端(SingleEnd)和双端(DoubleEnd)电路两大类。在单端电路中，变压器中流过的是单方向的直流脉动电流，而双端电路中，变压器中的电流为正负对称的交流电流。9.3.1单端正激式直流变换电路采用单开关构成的单端正激式直流变换器（Single-EndedForwordDCConverter）典型电路。开关S开通后，

7、变压器原边绕组两端的电压为上正下负，N2绕组两端的电压也是上正下负。VD1和S同时导通，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长。S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断，滤波器输入电压为零，L的电流逐渐下降。可见，副边绕组相当于联接了一个带LC滤波的降压式直流斩波电路。图9-15单端正激电路的理想化波形S关断后，变压器原边绕组N1的自感电势上负下正，从而N3绕组的感应电势上正下负，使变压器励磁电流经N3绕组和VD3流回电源。此时N1绕组两端自感电压uN1的大小由uN3决定，由于uN3=Ui，所以N1绕组

8、的感应电势被箝位于所以开关S两端承受的电压为S关断后到下一次再开通的一段时间内，必须设法使励磁电流及磁通降回到零，磁通复位，否则下一个开关周期中，激磁电流及磁通将在本周期结束时的剩余值基础上继续增加，并在以后的开关周期中依次累积起来，变得越来越大，从而导致变压器的铁芯饱和。图9-16磁通复位过程+Ui在输出滤波电感电流连续的情况下，即每周期S开通时电感L的电流不为零，输出电压为电压变换比：通常取N3=N1，不超过0.5，以保证铁芯能可靠地磁通复位