半桥和全桥变换器拓扑——第五章

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1、第五章半桥和全桥变换器拓扑功率变换电路单端双端隔离型不隔离型降压、升压、降-升压、库克变换器反激、正激推挽、半桥、全桥5.1概述（Introduction）5.2半桥变换器拓扑(Half-BridgeConverterTopology)5.3全桥变换器拓扑(Full-Bridge)本章小结第五章半桥和全桥变换器拓扑5.1概述半桥和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑广泛应用于直接电网的离线式变换器。桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级侧的漏感

2、尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元件。5.2半桥变换器拓扑5.2.1工作原理整流和滤波S1断开时，输入为220V交流电，电路为全波整流电路，滤波电容C1和C2串联，整流得到的直流电压分子约为1.41*220-2=308V；当S1闭合时，输入为120V交流电压，电路相当于一个倍压整流器。在输入电压的正半周，A点相对于B点为正，电源通过D1给C1充电，C1电压为上正下负，峰值约为1.41*120-1=168V；在输入电压的下半周，A点电压相对于B点电压为负，电源通过D2给C2充电，C2电压

3、为上正下负，峰值也为168V，两个电容串联的输出为336V.5.2半桥变换器拓扑工作原理从图3.1可见，当任何一个晶体管导通时，另一个关断的晶体管承受的电压只是最大直流输入电压，而非其两倍。首先忽略小容量阻断电容Cb，则Np下端可近似地看作连接到C1和C2的连接点。若C1、C2的容量基本相等，则连接处的电压近似为整流输出电压的一半，约为168V。通常的做法是在C1、C2的两端各并接等值放电电阻来均衡两者的电压。图3.1中的开关Q1和Q2轮流导通半个周期。Q1导通Q2关断时，Np的同名端（有点端）电压为＋168V，Q2承受电压为33

4、6V；同理，Q2导通Q1关断时，Q1承受电压为336V，此时Np同名端电压为-168V。5.2半桥变换器拓扑5.2.2半桥变换器磁设计1、最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择输入电压最小或不正常工作状态时，最大导通时间不超过0.8T/2磁心选择（见磁路设计）假定最低输入电压为（Vdc/2）-1，最大导通时间为0.8T/2，在已知磁心种类和磁心面积的情况下，可通过法拉第定律计算出初级绕组数。其中dB值为峰值磁密期望值的两倍。(正激变换器磁心只工作在磁滞回线的第一象限，而半桥变换器工作于第一、三象限，所以是其两倍)2、初级电流、

5、输出功率、输入电压之间的关系设效率为80％，则电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级电流平均的乘积。即1.25Po=(Vdc/2)(Ipft)(0.8T/T)5.2半桥变换器拓扑3、初级线径的选择半桥拓扑初级电流有效值，由式（3.1）可得4、次级绕组匝数和线径的选择由式(2.1)～式(2.3)可以计算次级绕组匝数。其中，式中的Vdc-1需替换为初级最小电压值Vdc/2-1半桥变换器次级电流有效值和线径可通过式(2.13)和式(2.14)计算。5.2半桥变换器拓扑5.2.3输出滤波器的设计由于对输出电感电流幅值和

6、输出纹波电压的要求与推挽电路一样，可参照式(2.20)和式(2.22)计算。5.2.4防止磁通不平衡的阻断电容的选择图3.1中初级串联小电容Cb是为了避免磁通不平衡问题。磁通不平衡在初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等时发生。在半桥电路中，若C1、C2接点处电压不能精确到电源电压的一半，则Q1导通时初级承受的电压将与Q2导通时的不相等，磁通会沿磁滞回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏开关管。5.2半桥变换器拓扑5.2.4防止磁通不平衡的阻断电容的选择磁通不平衡原因：初级存在直流分量。解决办法：初级串联小容值的直流阻断电容。电流I

7、pft流过时，该电容被充电，该电压使初级平顶脉冲电压有所下降，如图3.2所示。设允许的下降量为dV，产生该压降的等效平顶脉冲电流为式(3.1)中的Ipft，而流通该电流的时间为0.8T/2，所需的阻断电容值可用下式得到3.2正激变换器5.2.4防止磁通不平衡的阻断电容的选择例：一个功率为150W的半桥电路，额定直流输入电压为320V，频率为100kHz，设有15％的网压波动，最小输入电压为272V，则初级电压应为±272/2＝±136V。初级平顶脉冲电压的允许下降量约为10％，即约为14V，又已知功率为150W，Vdc=272V，

8、Ipft=3.13×150/272=1.73A，由式（3.4）可得注意：该电容必须为非极性电容。5.2半桥变换器拓扑5.2.5半桥变换器的漏感问题半桥变换器不存在像单端正激和推挽拓扑中的漏感尖峰问题，因为开关管Q1和Q2分别并联了二极管D5、D6，