4g移动通信系统中的空间分集技术

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题目：4G移动通信系统中的空间分集技术2013年6月 2013届本科毕业设计论文摘要移动通信技术已经成为当今通信领域发展最快、市场潜力最大的热点技术。第四代移动通信系统——4G可以提供在不同的固定、无线平台和跨越不同的频带的网络中提供无线服务，可以在任何地方宽带接入互联网，能够提供信息通信之外的定位定时、数据采集、远程控制等综合功能。4G的通信网络特点是宽带化、自组织化、移动化和全IP化等，为满足4G移动通信系统的高传输速率和宽带覆盖范围的要求，MIMO（多入多出通信系统）技术已经成为其关键技术之一。MIMO通信系统具有良好的发展前景，其发展是惊人的，大量的研究和丰硕成果迅速出现。空间分集技术是MIMO的基本入门技术。本文通过对空间分集技术的研究背景和无线信道的衰落特征做了简要介绍，对空间分集技术中分集技术和合并技术作了比较详细分类与研究，重点对最大比值合并、等增益合并、选择式合并技术做了详细的推论与对比，并进行了性能仿真研究，对比三种合并方式的性能；对Alamouti发射分集方案进行性能分析并仿真，对最大合并比方案与Alamouti发射分集方案进行性能比较分析，通过仿真对比其性能。最后对空间分集的发展提出展望，最终达到了本文的实证价值和研究意义。关键词：4G；MIMO；空间分集；Alamouti方案84 2013届本科毕业设计论文ABSTRACTMobilecommunicationtechnologyhasbecomethefastestgrowingandthelargestmarketpotentialinthefieldofcommunication.TheFourthgeneration--4Gmobilecommunicationsystemcanprovidethedifferentfixedandwirelessplatformsandacrossdifferentfrequencybandsforwirelessserviceinthenetwork,canbeinanyplaceofbroadbandInternetaccess,canprovidepositioningtimeoutsideofinformationcommunication,dataacquisition,remotecontrol,andcomprehensivefunctions.4Gcommunicationsnetworkischaracterizedbybroadbandnetworks,selforganized,mobileandallIP,etc.,tomeetthehightransmissionrateof4Gmobilecommunicationsystemandbroadbandcoveragerequirement,MIMO(Multiple-InputMultiple-Out-put)hasbecomeoneofthekeytechnologies.MIMOcommunicationsystemhasgoodprospectsfordevelopment,itsdevelopmentisastonishing,alotofresearchandfruitfulresultsquickly.SpacediversitytechnologyisintroductiontothebasicofMIMOtechnology.Inthispaper,throughthestudyofspacediversitytechnologybackgroundanddoabriefintroductionofthefadingcharacteristicsofwirelesschannel,diversityofspacediversitytechnologyiscomparedwithtechnologyandcombinetechnology,detailedclassificationandresearchfocusofmaximalratiocombining,gain,choosethecombiningtechnologysuchasinferenceandcontrastindetail,andtheperformancesimulation,comparedtheperformanceofthethreekindsofcombinationway;OnAlamoutitransmitdiversityschemeforperformanceanalysisandsimulation,thelargestmergerthanwithAlamoutischemetransmitdiversityschemeforperformancecomparisonanalysis,compareditsperformancethroughsimulation.Finallyputforwardoutlookonthedevelopmentofspacediversity,andeventuallyreachedtheempiricalvalueandresearchsignificanceofthispaper.Keywords:4G；MIMO；SpatialDiversity；AlamoutiScheme84 2013届本科毕业设计论文目录第一章绪论11.1课题背景11.2空间分集技术的发展21.3本文研究内容与章节安排2第二章多天线技术42.1多天线技术研究背景42.1.1传统天线向多天线技术的发展42.1.2智能天线向多天线的发展52.2多天线技术基本原理6第三章空间分集技术83.1分集技术的概念83.2分集技术的分类83.2.1空间分集93.2.2频率分集93.2.3角度分集93.2.4极化分集93.2.5时间分集103.3空间分集技术原理103.4分集接收技术113.4.1选择式合并(SC)123.4.2最大比值合并（MRC）123.4.3等增益合并（EGC）1384 2013届本科毕业设计论文3.5分集合并性能的分析与比较133.5.1选择式合并的性能133.5.2最大比值合并的性能153.5.3等增益合并的性能163.5.4多重分集系统平均误码率考虑163.6Alamouti发射分集方案183.6.1Alamouti方案的编码原理183.6.2合并和最大似然译码203.6.3多根接收天线的Alamouti方案213.6.4Alamouti方案的性能223.7空间分集性能比较243.7.1经典最大比接收合成(MRC)方案243.7.2多个接收机双分支发射分集26第四章仿真实现与结果分析294.1MATLAB简介294.1.1MATLAB语言及特点294.1.2M文件介绍294.1.3MATLAB基本绘图方法294.2分集合并仿真304.3Alamouti发射分集方案仿真334.4空间分集性能比较仿真34第五章结论与展望365.1结论365.2展望365.2.1多发射天线和多接收天线系统（MIMO）3784 2013届本科毕业设计论文5.2.2基于分集的空时码结合OFDM375.2.3空时码的编译码看法改进以及与其他技术的结合37主要参考文献38致谢39附录401仿真程序设计框图及程序401.1分集合并程序设计框图401.2分集合并仿真程序401.3Alamouti发射分集方案程序设计框图461.4Alamouti发射分集方案仿真程序461.5空间分集误码率比较程序设计框图511.6空间分集误码率比较仿真程序512外文资料原文593外文资料译文7384 2013届本科毕业设计论文第一章绪论1.1课题背景中国移动通信集团总公司总工程师李默芳说:“世界移动通信业务在过去20年间(或者30年间)增长了80多倍，而各种移动通信技术,例如2G，3G，WLAN等又以惊人的速度发展着，日新月异的通信技术不断提高人们的生活质量：从传统大功率的单独的基站系统到蜂窝移动系统，本地覆盖到区域覆盖的转换，到现在的全国覆盖，进一步并实现了国内甚至国际漫游，从提供话音业务到提供包括低速数据综合业务,典型例子就是视频通信,手机WAP网站，从模拟移动通信系统(AM,模拟电视)到数字移动通信系统(2G，3G，TD.LTE)……正在商业化的3G技术和正在研究的下一代移动通信技术(TD.LTE)正在实现,或者已经实现了,即任何人在任何地方任何时间与其他任何人进行任何方式的通信。”第四代无线通信系统——4G与现有的无线通信系统相比，不但应提供更高的音声质量和更快比特速率的数据服务，而且必须能在不同类型环境下进行可靠工的作，如宏蜂窝、微蜂窝和微微蜂窝的环境，城市、城郊和农村，室内和室外等。在多径衰落信道中提高质量或降低有效误差率的极其困难的，目前最有效的技术是发射功率控制，但是，这种方法存在两个基本问题：第一，发射机的动态范围。发射机要克服某种程度的衰落，必须增加同等量级的发射功率，由于发射功率限制、放大器尺寸和成本等因素，此种方法在4G通信系统中应用是不实际的。第二，发射机没有接收机经历信道的任何知识，因此，信道信息不得不从接收机反馈到发射机，这导致吞吐量降低，并给发射机和接收机增加相当大的复杂性。在大多数环境中，天线分集是实际有效，并广泛应用于降低多径衰落效应的技术。在发射端和接收端同时增加天线，每一个发射天线发送一个独立信号，就形成天线分集通信系统——多入多出（MIMO）通信系统。MIMO通信系统的核心思想是空时处理。在这个处理中时间和固定的空间中有多个分布天线的空间维数相匹配。关键特征是把传统无线传输的障碍，即多径效应，转变为有利于信道容量的能力，利用随机衰落和多径时延分布来增大传输速率。84 2013届本科毕业设计论文MIMO无线通信系统起源于天线分集技术与智能天线技术，它是多入单出(MISO)通信系统与单入多出（SIMO)通信系统的结合，具有两者的特征。结合天线发射分集、接收分集与信道编码技术是无线通信发展的趋势，在多径传播环境中，增大阵元间距与角度扩展以及结合空时处理都有利于捕获、分离与合并多径。因此，天线分集技术与空时处理技术的结合结果产生了极具潜力的MIMO无线通信技术[1]。图2.1MIMO系统模型1.2空间分集技术的发展尽管MIMO技术是一个崭新的、富有挑战性的研究领域，但是MIMO技术的基础一—空间分集技术并不是一个全新的概念。简单的空间分集技术在2G系统中就有应用，GSM中使用的多接收天线接收分集就是一种成熟的空间分集技术，在2G基站中经常使用它来提高上行链路范围。然丽，由于实施代价和空闻的限制，空间分集方法并不像移动电话那样可行。鉴于此，3G宽带CDMA的第一版的标准在基站孛运用了发射分集方案以提高下行链路的可靠性，这些方案是专为两个联合信道的天线设计的。虽然分空间集技术已经比较成熟，且已应用于现有的移动通信系统中，但它并不是真正的MIMO系统。MIMO的理论、性能、算法和实现的各方面均被各国学者广泛地进行着研究。在MIMO系统理论及性能研究方面己有一批文献。这些文献己涉及相当广泛的内容，但是无线移动通信MIMO信道是一个时变、非平稳多输入多输出系统，尚有大量问题需要研究。空时编码是MIMO的基本问题，相关文献中己提出了不少MIMO及空时编码算法。但是为了在4G等新一代系统中实际应用MIMO系统,在空时编码算法研究上还有大量工作要做。人们正在不断地提出新的或改进的空时编码方法，以改善MIMO性能，减少空时编码系统复杂性，更好地适合新一代无线通信系统的要求和信道实际的情况1.3本文研究内容与章节安排第1章大体介绍MIMO作为4G移动通信系统的主要技术的作用，简单介绍MIMO特点，空间分集技术的发展。第2章介绍多天线技术的发展、研究背景及其技术原理。84 2013届本科毕业设计论文第3章主要本章主要介绍各种分集技术，并主要分析空间分集技术原理及空间分集三种主要合并方式，并分别进行原理分析；介绍Alamouti发射分集方案及原理，进行性能分析；分析分集接收最大合并比方案与Alamouti发射分集方案性能比较，为下文仿真提供依据。第4章讲讲本设计的仿真软件，MATLAB，涉及到的的使用方法，包括MATLAB的特点，M文件,主要绘图函数等。根据上述实证结果，对各种通信方案进行仿真。本章内容，主要是为最后一章的结论提供科学、清晰而生动的实证分析。第5章首先对上面的研究结果作了简要概括，对综4G空间分集技术进行总结归纳，得出空间分集技术对移动通信性能具有巨大的改善作用这一结论，并对空间分集的发展提出展望，最终达到了本文的实证价值和研究意义。84 2013届本科毕业设计论文第二章多天线技术2.1多天线技术研究背景多天线技术是目前宽带无线通信的核心技术之一。鉴于多天线技术可以大幅提高无线系统的性能，所以许多标准委员会最近已经采用或者正在考虑采用多天线技术。例如，国际电信联盟(ITU)工作组MIMO技术集成到高速下行链路分组接入(HSDPA)信道中，这是全球移动通信系统(UMTS)标准的一部分。在WLAN系统中，已在IEEE802.11n标准中定义了多天线技术的应用。在移动宽带无线接入(BWA)中，也在作为MobileWiMAX基础的IEEE802.16标准中采用了多天线技术。所有这些商用无线系统在高度多径环境下运行，正是丰富的多径特性这一优点保证了使用多天线系统时的性能改善。为了更长时间内持续保持3GPP相对其他标准的国际竞争力，LTE标准也将多天线技术包含在当前路线图中。采用多天线技术后的LTE系统，可以达到如下需求：(1)峰值速率：a.下行:100Mbps@20MHz@2Rxantennasb.上行：50Mbps@20MHz@1Txantenna(2)频谱效率：a.下行:3~4×HSDPARel.6b.上行:2~3×HSUPARel.6(3)移动性：系统应对较低的移动速度(0~15km/h)达到最好效果，在更高的移动速度(15km/h~120km/h)能保持较高的性能，在120km/h~350km/h移动速度下需保持蜂窝网络的移动性。(4）覆盖范围：支持最大100km的覆盖半径，增强小区边缘的数据速率；(5）适宜的系统和终端复杂度、成本、功率消耗；2.1.1传统天线向多天线技术的发展传统无线通信系统采用一副发射天线和一副接收天线，称作单入单出(SISO)系统。SISO系统在信道容量上具有一个不可突破的瓶颈，即Shannon容量限制：(2.1)84 2013届本科毕业设计论文式中，是香农容量，是接收天线的信噪比，是归一化信道复增益，可见SISO系统信道容量没有利用空间维度。无论是采用何种调制技术、编码策略或其他方法，无线信道都无法超越这个物理限制。传统的无线通信理论一直将多径传播视为一种不利于信号传输的因素，因为具有不同延时的多径信号副本相叠加会产生破坏性干扰，使信号相互抵消，起伏衰落，链路性能不稳定，通信性能不可靠。为提高移动通信中的多径衰落与提高链路的稳定性，人们提出了天线分集技术。而将天线分集与时间分集联合应用，还能获得空间维与时间维的分集效益。随着无线互联网多媒体通信的快速发展，无线通信系统的容量与可靠性有了更高的要求，结合天线发射分集与接收分集技术是无线通信发展的必然趋势，即从传统单天线系统向多天线系统(MIMO系统)演进，以寻求突破Shannon容量限制的途径。2.1.2智能天线向多天线的发展在常规术语中，智能天线是指仅在无线链路的一端采用阵列天线捕获与合并信号的处理技术，它能够在不利的传播条件(如存在多径衰落与干扰)下提供更可靠的通信链路。智能天线的核心思想在于联合空间维度(自然扩展到时间维度)与天线分集。如果估计出各接收天线单元对期望发射信号的响应，就可以根据各响应选择加权最优合并它们，从而最大化平均合并信号电平而最小化噪声与干扰。进一步，在多径衰落中，信号完全丢失的概率随着独立衰落的天线单元数目呈指数减小。在发送端或在接收端采用智能天线技术(分别称作MISO与SIM0)的无线链路容量随着采用的天线单元数目的呈对数增长。对于N×l的MISO系统，发端包含N副天线，在发送端无信道状态信息情况下，各发射天线支路平均分配发射功率，其信道平均容量为：(2.2)式中，是第副发射天线到接收天线的子信道复增益，是接收天线的信噪比。对于1×M的SIMO系统，其信道平均容量为：（2.3）式中，是发射天线到第副接收天线的子信道复增益。以上表明，信道容量随发射或者接收天线数目呈对数增长，分集系统或智能天线系统利用了空间维度提高信道容量。84 2013届本科毕业设计论文在高强度的多径分量比较丰富的环境下，自适应天线系统抗衰落的能力是相当有限的，这是因为智能天线将无线信道的多径传播视为消极因素，从而加以抑制而不是利用。由于在多径传播环境中，增大阵元间距与角度扩展以及结合空时处理都有利于捕获与分离多径，那么结合天线发射分集与接收分集技术，充分利用而不是抑制多径传播，进一步开发空域资源，提高无线传输性能，成为无线通信发展的必然趋势，即从智能天线向多天线系统(MIMO系统)演进。2.2多天线技术基本原理无线信号在空中传播时，在发射端和接收端可能存在多条传播路径，称为多径。到达接收端的信号是多条路径传输信号叠加的总和。文献[2]表明多天线技术充分利用多天线特性来抵抗信道衰落，从而克服多径衰落，干扰等影响通信质量的主要因素，提高信号的链路性能；并能在不增加带宽的情况下，成倍地提高通信系统的容量和频谱效率。图2.2为传统通信系统中信号达到接收端的示意图。从图中可以看到到达接收端的信号衰落程度是随时间快速变化的，这是因为多条路径上的信号因为相位的差异形成了“破坏性”叠加[其实多径不是坏事，丰富的多径有利于降低信道的相关性。没有多径，MIMO系统性能得不到很好体现]。当发生深度衰落(谷底)时会给接收端信号的解调带来很大困难，从而大大破坏链路性能，这是多径传输给通信系统带来的影响。但是值得注意的是，两个相邻深度衰落的发生间隔大约在半波长的传输距离上，而相邻谷底和峰值之间大约差四分之一波长的传输距离。图2.2单天线系统的多径衰落如果给图2.2中的天线系统再加入一个接收天线，结果如图2.3所示。可以看到接收天线2的引入也并没有阻止信号的深度衰落，但在天线1和2上发生深度衰落的时间位置不同，而且没有表现明显的一致性。事实上，当2个接收天线分布距离在四分之一距离以上时，发生在2个接收端的衰落是不相关的，即在天线1上发生深度衰落时，天线2上可能没有发生衰落，那么仍然有可能将信号正确解调出来。这就给我们提供了一个思路：可以利用多天线提升系统性能。图2.2的右半部分也展示了当引入多天线后，系统性能的提升。84 2013届本科毕业设计论文图2.3多天线系统的多径衰落多天线技术分为三大类：空间分集(SpatialDiversity)、空间复用(SpatialMultiplexing)和波束成型(Beamforming)。第一类旨在通过空间分集提升系统性能，比如抗噪声性能和覆盖范围；这类技术包括延迟分集、空时/频分组码、空时网格码、天线切换分集等。第二种类型为空间复用。当采用这一技术时，在散射丰富的环境中，同时经由不同天线传输相互独立的数据流，可以提高系统容量。即在不增加系统带宽的前提下，成倍提高系统传输速率，提高频谱利用率。第三类多天线系统的发射机充分利用信道的信息，也称为波束成形。这种系统利用信道信息建立波束成形矩阵，作为发射机和接收机端的前置和后置滤波器，以实现容量增益。84 2013届本科毕业设计论文第三章空间分集技术3.1分集技术的概念分集的基本原理是通过多个信道（时间、频率或者空间）接收到承载相同信息的多个副本，由于多个信道的传输特性不同，信号多个副本的衰落就不会相同。接收机使用多个副本包含的信息能比较正确的恢复出原发送信号。如果不采用分集技术，在噪声受限的条件下，发射机必须要发送较高的功率，才能保证信道情况较差时链路正常连接。在移动无线环境中，由于手持终端的电池容量非常有限，所以反向链路中所能获得的功率也非常有限，而采用分集方法可以降低发射功率，这在移动通信中非常重要。为了定量的衡量分集的改善程度，常用标称改善效果，分集改善效果指采用分集技术与不采用分集技术两者相比对减衰落影响得到的效果。分集改善效果用分集增益和分集改善度这两个指标来描述[3]。分集增益（DiversityGain）是指在某一累积时间百分比内，分集接收与单一接收时的收信电平差。这一电平差越大，分集增益越高，说明分集改善效果越好。积累时间百分比越小，分集增益越高。分集增益一般表示为分贝。分集改善度是指在某一相对的收信电平时，单一接收与分集接收的衰落累积时间百分比之比。分集阶数（diversityorder）是指独立的支路衰落数，若每对接收天线间的衰落都独立，则：分集阶数=分集天线数Nt*接收天线数Nr（3.1）分集阶数越多，可以获得的最大分集增益越大，对系统性能改善越多。在多径信道下分集阶数还会增加，即：分集阶数=分集天线数Nt*接收天线数Nr*信道多径数（3.2）3.2分集技术的分类无线信道中的衰落根据产生原因和特性大体上分为两类：大尺度衰落和小尺度衰落。大尺度衰落，主要是由于建筑物,大山,各种阻碍物体对信号的阻挡造成的，形成了有的地方信号到达不了,形成阴影,因此也叫作阴影衰落，一般情况下服从正态分布。而小尺度衰落，也就是上文提到的多径衰落，一般情况下服从瑞利分布。在移动通信系统中主要有两类分集方式:宏分集和微分集。84 2013届本科毕业设计论文宏分集主要用于蜂窝通信系统，也叫做“多基站分集”，这是一种减少大尺度衰落的分集技术，起做法是把多个基站设置在不同的地理位置上（如蜂窝小区的对角上），并使其在不同的方向上，这些基站同时和小区内的一个移动台进行通信（选用其中信号最好的一个基站进行通信）。显然，只要在各个方向上的信号传播不是同时受到阴影衰落，这种方法就能保持通信不会中断。微分集是一种减小多径衰落的分集技术，在各种无线通信系统中都经常实使用，理论和实践都表明，在空间、频率、极化、角度及时间方面分离的无线信号，都呈现相互独立的衰落特性。微分集技术包括以下几种主要方式[4]。3.2.1空间分集空间分集也称为阵列天线分集，即将同一个信号通过不同的天线发射，或由不同的天线接收从不同途径到达的同一信号。天线分集能够实现的关键是阵元间距足够大以保证发送及接收的信号经空间传播后能演变成历经不同路径、不同时延、相互独立的多个信号到达接收端。空间分集是本文研究的重点。3.2.2频率分集由于频率间隔大于相关带宽的两个信号所遭受的衰落可以认为是不相关的，因此可以用两个以上不同的频率传输同一信息，以实现频率分集。根据相关带宽的定义，即（3.3）式中，Δ为延时扩展。例如，市区中Δ=3μs,Bc约为53kHz，这样频率分集需要用两部以上的发射机(频率相隔53kHz以上)同时发送同一信号，并用两部以上的独立接收机来接收信号。它不仅使设备复杂，而且在频谱利用方面也很不经济。3.2.3角度分集角度分集的做法是使电波通过几个不同路径，并以不同角度到达接收端，而接收端利用多个方向性尖锐的接收天线能分离出不同方向来的信号分量；由于这些分量具有互相独立的衰落特性，因而可以实现角度分集并获得抗衰落的效果。3.2.4极化分集在移动环境下,两副在同一地点,极化方向相互正交的天线发出的信号呈现出不相关的衰落特性。利用这一特点,在收发端分别装上垂直极化天线和水平极化天线,就可以得到2路衰落特性不相关的信号。所谓定向双极化天线就是把垂直极化和水平极化两副接收天线集成到一个物理实体中，通过极化分集接收来达到空间分集接收的效果，所以极化分集实际上是空间分集的特殊情况,其分集支路只有2路。　　84 2013届本科毕业设计论文3.2.5时间分集小尺度衰落除了具有空间和频率独立性之外，还具有时间独立性，即同一信号在不同的时间区间多次重发，只要各次发送的时间间隔足够大，那么各次发送信号所出现的衰落将是彼此独立的，接收机将重复收到的同一信号进行合并，就能减小衰落的影响。时间分集主要用于在衰落信道中传输数字信号。此外，时间分集也有利于克服移动信道中由多普勒效应引起的信号衰落现象。由于它的衰落速率与移动台的运动速度及工作波长有关，因而为了使重复传输的数字信号具有独立的特性，必须保证数字信号的重发时间间隔满足以下关系：（3.4）式中，fm为衰落频率，v为车速，λ为工作波长。若移动台处于静止状态，即v=0，由式(3.4)可知，要求ΔT为无穷大，表明此时时间分集的得益将丧失。换句话说，时间分集对静止状态的移动台无助于减小此种衰落。3.3空间分集技术原理我们知道在移动通信中，空间略有变动就可能出现较大的场强变化。当使用多个接收信道时，它们受到的衰落影响是不相关的，且二者在同一时刻经受深衰落谷点影响的可能性也很小，因此这一设想引出了利用多副发送天线、多副接收天线的方案，独立地接收同一信号，再合并输出，衰落的程度能被大大地减小，即空间分集。空间分集技术的依据在于快衰落的空间独立性，即在任意两个不同的位置上接收同一个信号，只要两个位置的距离大到一定程度，则两处所收信号的衰落是不相关的。为此，空间分集的接收机至少需要两副相隔距离为d的天线，间隔距离d与工作波长、地物及天线高度有关，在移动信道中，通常取：市区d=0.5λ(3.5) 郊区d=0.8λ(3.6) 在满足上市的条件下，两信号的衰落相关性已很弱；d越大，相关性就越弱。分集有两重含义：一是分散传输，使接收端能获得多个统计独立的、携带同一信息的衰落信号；二是集中处理，即接收机把收到的多个统计独立的衰落信号进行合并(包括选择与组合)以降低衰落的影响。空间分集分为空间分集发送和空间分集接收两个系统。图3.1是空间分集技术原理示意图。空间分集发送和空间分集接收都能获得分集增益，从而提高通信系统的性能。84 2013届本科毕业设计论文空间分集接收空间分集发送图3.1空间分集技术原理图3.4分集接收技术分集接收的基本原理接收端收到M(M≥2)个分集信号后,如何利用这些信号以减小衰落的影响,这就是合并的问题。信号合并的目的就是要使它的信噪比有所改善,因此对合并器的性能分析是环绕其输出信噪比进行的。一般使用的是线性合并器,把输入的M个独立衰落信号相加后合并输出。假设M个输入信号电压为、、……、则合并器的输出电压r(t)为:（3.7）式中,为第k个信号的加权系数。选择不同的加权系数,就可以构成不同的合并方式。常用的有选择式合并（SC）、最大比值合并（MRC）、等增益合并（EGC）三种方式。图3.2线性求和84 2013届本科毕业设计论文3.4.1选择式合并(SC)选择式合并（SC）是指检测所有分集支路的信号,以选择其中信噪比最高的那一个支路的信号作为合并器的输出。由式（3.7）可见,在选择式合并器中,加权系数只有一项为1,其余均为0。图3.3为二重分集选择式合并的示意图。两个支路的中频信号分别经过解调然后作信噪比比较,选择其中有较高信噪合并比的支路接到接收机的共用部分。选择式合并方法简单、实现容易。但是,由于未被选择的支路信号丢弃,因此抗衰落效果差。图3.3二重分集选择式框图3.4.2最大比值合并（MRC）最大比值合(MRC)并是一种最佳合并方式，其方框图如图3.4所示。为了书写简便，每一支路信号包络用表示。每一支路的加权系数与信号包络成正比而与噪声功率成反比，即（3.8）由此可得最大比值合并器输出的信号包络为（3.9）式中，下标R表征最大比值合并方式。图3.4最大比合并框图图3.5等增益合并框图84 2013届本科毕业设计论文3.4.3等增益合并（EGC）等增益合并(EGC)无需对信号加权,各支路的信号是等增益相加的,其方框图如图3.5所示。等增益合并方式实现比较简单，其性能接近于最大比值合并。等增益合并器输出的信号包络为（3.10）式中,下标E表征等增益合并。3.5分集合并性能的分析与比较众所周知,在通信系统中信噪比是一项很重要的性能指标。在模拟通信系统中，信噪比决定了话音质量；在数字通信系统中，信噪比决定了误码率。分集合并的性能系指合并前、后信噪比的改善程度。为便于比较三种合并方式，假设它们都满足下列三个条件：1.每一支路的噪声均为加性噪声且与信号不相关，噪声均值为零，具有恒定均方根值；2.信号幅度的衰落速率远低于信号的最低调制频率。3.各支路信号的衰落互不相关，彼此独立。3.5.1选择式合并的性能前面已经提到，选择式合并器的输出信噪比，即当前选用的那个支路送入合并器的信噪比。设第k个支路的信号功率为，噪声功率为,可得第k支路的信噪比为(3.11)通常，一支路的信噪比必须达到某一门限值，才能保证接收机输出的话音质量(或者误码率)达到要求。如果此信噪比因为衰落而低于这一门限，则认为这个支路的信号必须舍弃不用。显然，在选择式合并的分集接收机中，只有全部M个支路的信噪比都达不到要求，才会出现通信中断。若第k个支路中＜的概率为（＜)，则在M个支路情况下中断概率以(＜)表示时，可得:(3.12)84 2013届本科毕业设计论文由式(3.11)可见，≤，即≤，或(3.13)因此(3.14)设的起伏服从瑞利分布，即（3.15）可得（3.16）则（3.17）如果各支路的信号具有相同的方差，即（3.18）各支路的噪声功率也相同，即N1=N2=…=N（3.19）并令平均信噪比为，则(3.20)由此可得M重选择式分集的可通率为(3.21)因为R+T=1。R是中断率,即式(3.21)的结果。84 2013届本科毕业设计论文由于的值小于1，因而在一定时，分集重数M增大，可通率T随之增大。3.5.2最大比值合并的性能最大比值合并器输出的信号包络如式（3.9）所示，即：假设各支路的平均噪声功率是相互独立的,合并器输出的平均噪声功率是各支路的噪声功率之和,即为。因此,合并器输出信噪比(3.22)由于各支路信噪比为，即。将代入式(3.22),可得(3.23)根据许瓦尔兹不等式令，则有(3.24)利用上述关系式，代入式(3.23)得84 2013届本科毕业设计论文(3.25)由上式可知，最大比值合并器输出可能得到的最大信噪比为各支路信噪比之和，即(3.26)综上所述，最大比值合并时各支路加权系数与本路信号幅度成正比，而与本路的噪声功率成反比，合并后可获得最大信噪比输出。若各路噪声功率相同，则加权系数仅随本路的信号振幅而变化，信噪比大的支路加权系数就大，信噪比小的支路加权系数就小。最大比值合并的信噪比的概率密度函数为(3.27)可求得累积概率分布为(3.28)3.5.3等增益合并的性能等增益合并意为各支路的加权系数(k=1,2,…,M)都等于1，因此等增益合并器输出的信号包络如式(3.10)所示，即若各支路的噪声功率均等于N，则（3.29）3.5.4多重分集系统平均误码率考虑84 2013届本科毕业设计论文数字分集接收系统的抗衰落性能的衡量指标是误码率。误码率大小不仅与信号的调制方式有关,在瑞利衰落情况下平均误码率还与分集重数和合并方式密切相关。以下将讨论比较三种合并方式（均采用DPSK调制）的误码率。DPSK多重分集系统平均误码率,在恒参信道下,DPSK的误码率为:（3.30）而在瑞利衰落信道下,平均误码率为:（3.31）其中为的概率密度函数。无分集时(M=1)的平均误码率可表示为:（3.32）选择式合并的二重分集(M=2)时的平均误码率为:（3.33）当平均信噪比时,则:（3.34）当M=3时,有（3.35）当M=4时,有（3.36）同理可得出M=2和M=3时等增益合并技术和最大比值合并技术的平均误码率,将三种方式进行比较如表3.1。由表3.1可见，,由无分集改用分集后,误码率获得明显改善,误码率的改善以最大比值合并为最好，选择式合并最差。84 2013届本科毕业设计论文合并方式分集阶数（M）选择式等增益最大比合并1234表3.1三种不同方式的平均误码率比较3.6Alamouti发射分集方案由上文所述，通过采用多个接收天线可以相对容易地实现空间分集。例如，考虑蜂窝电话系统的上行链路，即从移动台到基站的传输，由于在基站的一端可以轻易地以足够大的间距放置多个天线，所以从移动台传输过来的信号可以被基站的多个天线获取，然后这些信号可以用分集—合并技术（比如最大比合并、选择合并和等增益合并）进行合并，从而实现接收分集。反过来，要在下行链路获取分集增益却不是那么容易，这是因为移动台的尺寸一般比较小，要在上面以足够大的间距放置多个天线以获得发射信号的多个独立复制是十分困难的事情，因此通过发射分集来获取空间增益是最好的方案。发射分集近十几年来才开始研究，它是由接收分集技术发展起来的，在一副以上的天线上发射信号，在信道中发射信号被设计成独立的衰落信号，在接收端对各路径信号进行合并，减弱信号的衰落效应。Alamouti提出了一种利用2根发射天线的发送分集方案,使用2发1收的天线组合可以获得与使用1发2收天线组合最大比合并(MRC)方案一样的分集阶数。该方案还可以扩展到2发M收的天线组合通信系统中,获得2M的分集阶数.这种简单的发送分集方案被认为是空时分组码研究的创始。Alamouti方案是空时分组编码中一种最简单的编码方式，由Alamouti于1998年提出[5]，该方案为发射天线数为2的系统提供完全发射分集增益的一种空时分组码。3.6.1Alamouti方案的编码原理Alamouti空时分组编码编码器的原理如图3.6所示。84 2013届本科毕业设计论文图3.6：Alamouti空时编码器原理框图在Alamouti空时编码中，采用M进制调制方案，首先调制每一m()个信息比特。编码器在每一次编码操作中取两个调制符号和的一个分组，并根据下式的编码矩阵将它们映射到发射天线：(3.37)编码器的输出在两个连续的发射周期里从两根发射天线发射出去。在第一个发射周期中,信号和同时从天线1和天线2分别发射。在第二个发射周期中,信号从天线1发射,而从天线2发射。既在空间域又在时间域进行编码。Alamouti方案的主要特征是两根发射天线的发射序列是正交的,也就是说,序列和的内积为0。根据正交性可知,公式(3.37)的编码矩阵具有如下特性:(3.38)式（3.38）中是一个2*2的单位矩阵。标准Alamouti方案接收机在接收端采用一根接收天线。它的原理框图如图3.7所示。在同一时刻从第一和第二发射天线到接收天线的信道衰落系数分别用和表示,假定衰落系数在两个连续符号发射周期之间保持不变,则可以表示为:（3.39）84 2013届本科毕业设计论文式(3.39)中,和i（i=1，2）分别是发射天线i到接收天线的幅度增益和相移,T为持续时间。图3.7Alamouti方案接收机原理框图在接收天线端,两个连续符号周期中的接收信号(时刻t和t+T时刻的接收信号分别表示为和)可以表示为:(3.40)式(3.40)其中和是均值为0且功率谱密度为的独立复变量,分别表示t时刻和t+T时刻上加性高斯白噪声的取样。3.6.2合并和最大似然译码如果在接收机端能够完全恢复信道衰落系数和,那么译码器将采用它们作为信道状态信息（CSI）。假定调制星座图中的多有信号都是等概率的，最大似然译码器对所有可能的和值，从信号调制星座图中选择一对信号（，）使下式的距离量度最小（3.41）84 2013届本科毕业设计论文将式（3.40）代入（3.41）中，最带似然译码可以表示为（3.42）其中，C为调制符号对（）的所有可能的集合，和是通过合并接收信号和信道状态信息构造禅城的两个判决统计。统计结果可以表示为（3.43）将式（3.40）中的和分别代入式（3.43）中，统计结果可以表示为（3.44）对于给定信道实现和而言，统计结果仅仅是（i=1,2）的函数。因此，可以将最大似然译码准则式（3.42）分为对于和的两个独立译码算法，即（3.45）对于M.PSK信号星座图而言，在给定信号衰落系数的前提下，对于所有信号都是恒定的。因此，可以将式（3.45）的判决准则进一步简化为（3.46）3.6.3多根接收天线的Alamouti方案84 2013届本科毕业设计论文Alamouti方案可以应用于发射天线数为2和接收天线数为M的系统。该配置的编码和发射与单接收天线的情况是一样的。将第j根接收天线在t时刻和t+T时刻接收到的信号分别描述为和（3.47）式中,(i=1,2;j=1,2,…,nr)是发射天线i到接收天线j的衰落系数,和分别为接收天线在t时刻和t+T时刻的噪声信号。则接收机基于接收信号的线性合并构造了两个判决统计结果:(3.48)两个独立信号和的最大似然译码准则可以表示为:(3.49)3.6.4Alamouti方案的性能Alamouti方案能够达到=2的完全发射分集，假定两个不同的编码序列X和分别由两个输入信号（，）和（，）产生，其中（，）（，）。码字差别矩阵为（3.50）由于编码矩阵的行是正交的，因此码字差别矩阵也是正交的。码字距离矩阵可以表示为84 2013届本科毕业设计论文（3.51）由于（，）（，），显然任意两个不同码字的距离矩阵都是满秩，秩为2.。Alamouti方案能够实现=2的完全发射分集。矩阵的行列式为（3.52）从式（3.52）可见，对于Alamouti方案，码字距离矩阵有两个相同的特值。最小特征值与信号星座图中的最小平方欧氏距离相等。这意味着对Alamouti方案而言，任意两个发射码字序列之间的最小距离与非编码系统相同。故Alamouti方案相对于非编码调制方案不产生任何增益（3.53）从上面的分析可以看出Alamouti方案由于编码矩阵采用了正交原理，其能够实现全速率为1的=2的完全发射分集，译码采用了最大似然译码，大大降低了译码复杂度，但是没有编码增益。由码字矩阵可以计算慢瑞利信道上的Alamouti方案的矩阵生成函数（MGF）（3.54）式中，则成对差错概率就可以表示为84 2013届本科毕业设计论文（3.55）3.7空间分集性能比较通过上文分析，我们可以发现Alamouti方案具有以下几个优点;(1)Alamouti空时编码矩阵是一个复正交矩阵，她能实现满分集传输，而且它能通过对传输符号的空时正交编码，演绎成对信道参数的空时正交编码。（2）Alamouti空时编码方案是一个全速率传输。（3）Alamouti空时编码方案可以实现对在发射端联合发送的两个符号在接收端采用最大似然算法完成相互独立的译码，即能用最简单的线性译码算法实现两个联合发送符号的解码。Alamouti方案几乎集成了我们所期望的空时编码方案的所有优秀特性，是进行空时编码方案研究的参照标杆。正因如此，对Alamouti方案的性能研究具有重大意义，以下我们对Alamouti方案与最大比接收合成(MRC)方案进行性能比较分析。3.7.1经典最大比接收合成(MRC)方案图3.8典型2分支MRC基带工作原理图84 2013届本科毕业设计论文如图3.8所示，在给定的时间，一个信号被从发射机发送出去。包括发射链、空中链路、和接收链影响的信道可被塑造为由幅度响应和相位响应构成的一个复数相乘失真(畸变)。发射天线和接收天线0间的信道由表示，发射天线和接收天线1间的信道由表示，即(3.56)在两个接收机中添加上噪声和干扰。最终接收到的基带信号为:(3.57)式中和表示复值噪声和干扰。如果假定和为高斯分布，在接收机，对于这些接收信号的最大似然判决规则是选择，当且仅当,(3.58)式中是信号x和y间的欧式距离的平方值，表示为(3.59)2分支MRC的接收机合成方案是：(3.60)展开式(3.58)并使用式(3.59)和式(3.60)，我们得到选择，当且仅当84 2013届本科毕业设计论文,(3.61)或者等效为选择，当且仅当，(3.62)对于PSK信号(同等能量星座)，(3.63)式中Es是信号能量。因此，对于PSK信号，在式(3.62)中的判决规则或许被简化为选择，当且仅当，(3.64)接着，最大比合成器构建出信号，如图3.8所示，最大似然检测器产生,它是的一个最大似然估计值。3.7.2多个接收机双分支发射分集或许存在需要较高的分集阶数，同时远端单元允许配置多个接收天线的应用场景。在此情况下，采用2个发射天线、M个接收天线，提供2M数量的分集阶数是可能的。例如，我们详细讨论2个发射天线、2个接收天线的情况。一般来说，对M个接收天线的归纳是不重要的。图3.9为采用2个发射天线和2个接收天线的Alamouti方案的原理图。此配置中信息符号的编码和发射序列等同于单接收机情况，如表3.2所列。表3.2定义了发射天线和接收天线间的信道，表3.2定义了在2个接收天线中已接收信号的表示方法。接收天线0接收天线1发射天线0发射天线1接收天线0接收天线1时刻t时刻t+T表3.2发射天线和接收天线间信道定义表3.3对2个接收天线中的接收信号的标识84 2013届本科毕业设计论文图3.9使用２个接收机的Alamouti方案分集方案在这里：(3.65),,和是代表接收机热噪声和干扰的复值随机变量。图3.9中的合成器建立了下述两个被发送到最大似然检测器的信号：(3.66)带入适当的方程，可得到84 2013届本科毕业设计论文（3.67）这些合成信号接着被送到最大似然检测器，对于信号该判决器使用式(3.68)给出的判决标准(或者对于PSK信号使用式(3.69))。选择，当且仅当(3.68)选择，当且仅当,（3.69）类似，对于，使用此判决规则选择信号，当且仅当(3.70)或者，对于PSK信号，选择，当且仅当,(3.71)在式(3.67)中的合成信号等同于4分支MRC的合成信号(4分支MRC本文没有介绍)。因此，采用2接收机的新双分支发射分集的分集阶数等于4分支MRC方案的分集阶数。值得注意的是，来自2接收天线的合成信号是来自每一个接收天线合成信号的简单相加，即，此合成方案等同于单接收天线情况。我们或许可因此得出结论：使用2个发射和M个接收天线，我们能够为每个接收天线使用合成器，接着简单相加来自所有接收天线的合成信号，从而获得与2M分支MRC同样的分集阶数。换句话讲，在发射机使用2根天线，本方案可翻倍采用单发射天线、多接收天线系统的分集阶数。84 2013届本科毕业设计论文第四章仿真实现与结果分析4.1MATLAB简介4.1.1MATLAB语言及特点MATLAB是由美国mathworks公司发布的主要面对科学计算、可视化以及交互式程序设计的高科技计算环境。它将数值分析、矩阵计算、科学数据可视化以及非线性动态系统的建模和仿真等诸多强大功能集成在一个易于使用的视窗环境中，为科学研究、工程设计以及必须进行有效数值计算的众多科学领域提供了一种全面的解决方案，并在很大程度上摆脱了传统非交互式程序设计语言（如C、Fortran）的编辑模式，代表了当今国际科学计算软件的先进水平[6]。MATLAB和Mathematica、Maple、MathCAD并称为四大数学软件。它在数学类科技应用软件中在数值计算方面首屈一指。MATLAB可以进行矩阵运算、绘制函数和数据、实现算法、创建用户界面、连接其他编程语言的程序等，主要应用于工程计算、控制设计、信号处理与通讯、图像处理、信号检测、金融建模设计与分析等领域。MATLAB的基本数据单位是矩阵，它的指令表达式与数学、工程中常用的形式十分相似，故用MATLAB来解算问题要比用C，FORTRAN等语言完成相同的事情简捷得多，并且MATLAB也吸收了像Maple等软件的优点，使MATLAB成为一个强大的数学软件。Matlab具有：内容丰富，集成度高，运算高效，使用方便等显著特点。其强大的二维，三维的绘图能力甚至能赶得上一些专业的绘图软件，并且编程语句简单易懂，深受广大学生和研究人员的喜爱。4.1.2M文件介绍MATLAB的命令编辑方式分为：命令方式和文件方式。命令方式就是在命令窗口一句一句地输入命令，使得计算机对每一行命令逐一执行。文件方式就是把多条语句先编辑到一个文件中，即.M文件。然后让计算机一起将这个文件中的所有语句执行。从他们的区别可以看出，命令方式只适用于简单的语句编写，一些复杂的程序优先考虑.M文件方式编写。4.1.3MATLAB基本绘图方法MATLAB语言有比较强大的二维，三维绘图能力，人们可以根据自己的需求选择合适方法绘图，包括颜色，标号，线形，视角，图标等，这些为仿真实验结果和过程的可视化提供了极佳的手段。由于本毕业设计主要观察二维的图片，所以主要介绍简单的二维绘图方法和语句。clf：强出当前图形窗口中的所有的内容。84 2013届本科毕业设计论文closeall：关闭所有图形窗口。plot(x,y,’线形颜色标示符’)：x点是横轴，y是纵轴，线的特点性质。gridon：设置网格线。legend（string1，string2……）：添加图例。title():图像题目。xlabel（‘’）或者ylabel（‘’）：x轴和y轴的标示。例：x=0:pi/50:2*pi;y=sin(x);y2=cos(x);figure(1);plot(x,y,'k.',x,y2,'b.');gridon;legend('sin(alpha)','cos(alpha)');text(pi,0,'leftarrowsin(alpha)');gtext('leftarrowcos(alpha)');title('sin(alpha)和cos(alpha)');xlabel('alpha');ylabel('sin(alpha)和cos(alpha)');图4.1sin(x)与cos(x)仿真图4.2分集合并仿真根据上一章对三种分集接收合并技术的论述，我们假设具有1根发射天线，多根接收天线，天线数分别为M=1、2、4、6、8根合并接收天线（SIMO通信系统），即分集阶数分别为1、2、4、6、8，进行程序设计对三种合并技术性能进行仿真。三种分集合并技术不同通信方案的性能比较曲线图仿真结果如下：84 2013届本科毕业设计论文图4.2最大比合并多天线分集接收比较仿真图图4.3等增益合并多天线分集接收比较仿真图84 2013届本科毕业设计论文图4.4选择式合并多天线分集接收比较仿真图图4.5三种合并技术性能比较仿真图（M=2）84 2013届本科毕业设计论文图4.2、图4.3、图4.4给出了三种不同分集合并技术在不同通信方案下的误码率曲线，图4.5给出了在2根接收天线情况下三种不同合并技术的误码率的性能比较曲线，从仿真结果我们可以清晰的得到与理论分析相符的以下结论：1.分集阶数对通信系统性能的影响三种不同分集技术误码率曲线如图4.2、图4.3、图4.4所示，明显的，随着天线数目的增多，分集阶数的增大，三种分集合并方案的误码率都下降。因此，增加分集天线可以提高系统的信噪比增益，该结果与理论分析相符。由仿真结果我们可以看到，三种通信方案的误码率随着系统接收天线M的增加逐步减小，当M从1增加到2在增加到4时，改善效果十分明显，但当M不断增大，即从6增大到8时，这种改善效果的趋势有所减弱。我们知道，系统性能的改善是以接收端的复杂度的提高为代价的，所以往往需要在系统性能和系统的复杂度之间进行折中，故一般取M≦4。2.分集合并技术对通信系统性能的影响三种不同分集技术的误码率比较仿真结果如图4.5。仿真结果表明:无论是SC合并，还是EGC合并和MRC合并，分集技术都能极大的提高通信系统性能，有极强的抗衰落能力：在M相同的情况下,最大比值合并技术的误码率的改善效果最好,等增益合并技术其次,而选择合并最低，与理论分析结果一样。4.3Alamouti发射分集方案仿真图4.6Alamouti方案性能仿真图84 2013届本科毕业设计论文假设Alamouti方案在瑞利衰落信道情况，采用QPSK调制方式，发射天线为2，接收天线分别为1,2，同时与没有分集增益的1个发射天线1个接收天线的做性能比较。假定每一根发射天线到接收天线的衰落都是独立的，并且接收机完全知道信道系数。从误码率性能曲线仿真结果可以看出，Alamouti方案随着接收天线数目的增加通信系统的性能得到很好的改善，因为随着接收天线的增加，空时编码的分集增益就越高，从而系统性能越好。4.4空间分集性能比较仿真从上文我们已经知道分集接收与发射分集都能使通信系统的误码率得到巨大的改善，并且发射分集能提供与分集接收相同的分集阶数，即获得一样的系统性能，下面对两种方案的性能进行比较，假定Alamouti方案中每个发射天线辐射的能量与MRC中单发射天线辐射的能量相同，并且假定从每个发射天线到每个接收天线的衰落的振幅为互不相关的Rayleigh分布，并且在每个接收天线端来自每个发射天线平均信号功率相同。所传输的信号均采用QPSK编码调制。图4.7Alamouti方案与最大比合并性能比较仿真图正如图4.7所示，两种方案都使通信系统的误码率性能得到很好的改善，采用Alamouti方案与双分支MRC方案的误码率曲线具有相同的下降斜率，误码率曲线基本重合，两个方案系统性能基本一致。84 2013届本科毕业设计论文如果假定Alamouti方案方案中来自2个天线的总发射功率与MRC中来自单个发射天线的发射功率是相同的，那么Alamouti方案将有3dB的劣势，3dB的劣势是由于本仿真假定每个发射天线仅辐射1/2能量，以便总辐射功率与单发射天线时相同。换句话讲，如果重画误码率曲线，Alamouti方案的性能曲线将向右移动3dB，与MRC曲线分离。然而，即使是相等总辐射功率的假定，Alamouti方案与MRC方案的并不存在明显的劣势。尽管仿真实验存在一定的误差，但重要的结论是Alamouti方案提供了与MRC分集合并方案类似的性能。84 2013届本科毕业设计论文第五章结论与展望5.1结论MIMO技术作为4G通信系统的一项关键技术，在移动通信系统中得到越来越广泛地应用。本文结合空间分集在移动通信中的实际应用的具体需求，系统地研究了空间分集及其性能分析方法，针对其中空间分集合并技术的实用性问题，提出了Alamouti方案发射分集方案。归纳起来，本文的主要研究成果是：分集技术能极大的提高通信系统性能，有极强的抗衰落能力；Alamouti方案发射分集方案的提出为MIMO技术的提供了新的发展思路。Alamouti方案发射分集方案使用2个发射天线、1个接收天线提供与采用1个发射天线、2个接收天线的MRC相同的分集阶数。该方案可进一步演变成2个发射天线、M个接收天线方案，以便提供2M阶分集。Alamouti方案的明显应用是提供无线系统中远端单元的分集改善，用在基站使用2个发射天线取代在所有远端单元中使用2个接收天线。该方案不需要任何从接收机到发射机的反馈，并且它的计算复杂性类似MRC。当与MRC比较时，如果总辐射功率保持不变，因为来自两个天线的不同符号的同时发射，此发射分集方案有3dB劣势。当然，如果总辐射功率加倍，那么它的性能等同于MRC。在典型的无线通信系统中，移动发射机电池的体积小，功率有限。为了改进电池寿命，低复杂性的编码和译码非常关键。另一方面，基站不受限于功率和物理尺寸的，可以在基站放置多个独立天线。因此，在许多实际情况下，希望多天线发射系统具有非常低的复杂性。Alamouti空时编码是提供这些特性的一个方案。Alamouti空时编码可以看做多发射天线的一个调制方案，提供全分集和非常低复杂性的编码和译码。本文研究工作对4G移动通信系统的设计具有一定的参考价值，Alamouti发射分集方案方案提出了具有很好性质的空时码。如何将Alamouti空时分组编码的设计方法推广到一般情形，即设计出适于任意发射天线数，具有Alamouti空时编码方案性能的码字是未来研究的重点，对未来MIMO技术的研究提供了可行的研究方向，具有重要的理论和实用价值。5.2展望随着因特网和多媒体的结合，未来无线通信对提供高速可靠的数据业务的要求越来越高，而在无线多径衰落信道中提高传输质量和降低误码率却变得越来越困难，如何解决这个问题是目前国内外的许多学者正致力于研究的热点。下面就分集技术如何在未来移动通信中发挥作用以及它与其他抗衰落技术的结合可能性进行分析和展望。84 2013届本科毕业设计论文5.2.1多发射天线和多接收天线系统（MIMO）MIMO系统是一种发送分集和接收分集的混合，再加上它与空间分集、时间分集和编码技术组成的空时码相结合，使它成为近来和将来一段时间内研究的热点。文献[7]表明：在发射端和接收端使用多天线技术可以获得相当高的信道容量和系统性能，文中推导出多输入多输出MIMO系统瑞利信道的近似容量在信道传输特性已知的情况下与MIN（m，n）成正比，其中m，n分别为发射端和接收端的天线数目。在相同的发射功率和传输带宽下，该系统的信道容量输入单输出（SISO）系统的容量提高了40多倍。发射分集技术虽已被纳入3GPP国际标准中，但对它的研究尤其是时空发射分集的研究方兴未艾。在MIMO技术中存在两方面令人感兴趣的问题，一是功率分配问题，即如何在发射分集中最优地分配各天线的发射功率（假设发射总功率一定），使得MIMO系统的传输质量得到最好改善，即信号传输误码率下降，恶化变好以及信号间的相互干扰减小；二是天线子集选择问题，因为多天线需要多射频（RF）电路，RF是非常昂贵的，故寻找具有MIMO天线优点且低价、低复杂的最优天线子集选择技术是MIMO系统商业化应用关键环节的[8]。5.2.2基于分集的空时码结合OFDM随着移动通信和无线因特网需求的不断增长，越来越需要更加先进的天线传输技术。高速无线通信系统设计的一个最直接的挑战就是克服无线信道带来的频率选择性衰落。正交频分复用（OFDM，OrtjogonalFrequencyDivisionMultiplexing）可以很好的克服无线信道的频率选择性衰落，由于简单高效，OFDM技术已成为实现无线高速数据传输的核心技术之一。文献[9]表明：在时变或频选信道中，OFDM技术与多天线技术结合可以进一步获得分集增益或增大系统容量，即MIMO-OFDM系统。OFDM和MIMO已成为先进无线传输技术的两大基石，OFDM和MIMO技术的结合将打开一条实现未来无线数据高速可靠传输的光明途径。5.2.3空时码的编译码看法改进以及与其他技术的结合空时编码是实现MIMO系统常用方式之一，现在已经提出了不少关于MIMO空时编码的算法，但是为了在未来无线移动通信中的实际应用，人们正在不断的提出新的或者改进的空时编译码算法，以改善MIMO系统的性能、减小空时编码的复杂性，更好的适应新一代无线移动通信系统的要求和信道实际情况。文献[10][11][12]都对空时码提出改进方法，如格形码比空时分组有更好的性能，但其编译码的复杂度要高一些，对于空时分组码来说，空时格形码本身不但提供了分集增益，而且还提供了编码增益，因此，研究简单的空时格形码译码算法一直是国内外学者的研究目标；另外，研究空时格形码和空时分组码在不同衰落信道下的性能和复杂度的比较也是一个必须要面对的问题。空时编码结合其他技术：与智能天线技术等结合的空时处理技术，它一直是国际上研究的热点；与Turbo码级联空时码的方案；与信道均衡、多用户检测等的结合使用。相信分集技术将在下一代高速无线数据通信中得到更广泛应用。84 2013届本科毕业设计论文主要参考文献：1.多入多出通信系统原理，龚建民等著，科学出版社，2010:128-1322.无线通信导论，彭木根等，北京邮电大学出版社,2005：151-1583.MIMO系统与空时编码——分集的理论与实践，邵朝著，电子工业出版社,2013:117-1234.移动通信，郭梯云等,第四版,西安电子科技大学出版社,2006:133-1445.ASimpleTransmitDiversityTechniqueforWirelessCommunications，SiavashM.Alamouti,19986.MATLAB基础及应用，李国朝主编，北京大学出版社，2011,7.MIMO相关技术及应用，黄韬等著，机械工业出版社，2007：45-518.MIMO技术原理及应用，林云等著，人民邮电出版社，2010：134-1469.下一代宽带无线通信OFDM与MIMO技术，周恩等著，人民邮电出版社，2008:1-1310.现代无线通信，SimonHaykin等著，郑宝玉译，电子工业出版社，2006，11.MIMO无线通信：从真实世界的传播到空-时编码的设计，ClaudeOestges等著；赵晓晖译，机械工业出版社，2010:1-1812.空时无线通信导论，ArogyaswamiPaulraj等著；刘威鑫译，清华大学出版社，2007，78-9913.MIMO通信系统编码，【美】TolgaM.Duman【加】AliGhrayeb箸，艾渤等译，电子工业出版社，2008:54-5984 2013届本科毕业设计论文致谢当最终完成篇毕业论文的时候，我的心情十分激动，感慨良多。从开始进入课题到资料的搜集再到论文的顺利完成，整个过程都离不开老师、朋友们的热情帮助，在这里请接受我诚挚的谢意!首先，我要感谢我的母校华侨大学，在这片热土读书四载，无形中塑造了我生命的气质、生活的方式，也练就了我乐观的心态和一颗感恩的心。尊敬的老师们无论是为人还是为学都是我生活上和学习上的引路人，感激之情无以言表，只能在日后的工作和学习中踏实做人、勤奋做事，做出一番成绩来回报母校以及老师们的恩惠。其次，我要感谢我的论文指导老师赵睿老师。赵老师为人随和热情，治学严谨细心。在写论文的过程中赵老师给予了巨大的帮助，从选题、定题开始，一直到最后论文的完成，赵老师始终认真负责地给予了我深刻而细致地指导，为我指点迷津，帮助我开拓研究思路。正是有了赵老师的无私帮助与热忱鼓励，我的毕业论文才能够得以顺利完成，在这里，我要诚挚的向赵老师说一声：“谢谢您，赵老师。”除此之外，赵老师一丝不苟的工作作风，严谨求实的治学态度也深深的感染了我，在他身上我可以深切的感受到一个学者的严谨和务实，这些都让我受益菲浅，并且将终生受用。 另外，我要感谢身边的朋友们。在这次论文写作过程中，他们对我总是有求必应，帮助我搜集和提供了大量有价值的文献资料，帮助我理清了论文的写作思路，对我的论文提出了诸多宝贵的意见和建议。借此机会，我要对各位朋友们的帮助表示真挚的感谢，谢谢你们！ 最后，还要感谢我深爱的父母亲一直以来对我无怨无悔的付出、支持、关爱、尊重和信任，在我学习、生活、感情、工作上遇到困难时，是你们帮我抵御风霜，谢谢你们。我是幸运而幸福的，我知足并且义无反顾的在大家的关爱下坚持自己的信念和理想一路前行。84 2013届本科毕业设计论文附录1仿真程序设计框图及程序1.1分集合并程序设计框图1.2分集合并仿真程序clcclearc=sqrt(2)/2;j=sqrt(-1);Cons=[1,c+j*c,j,c-j*c,-1,-c-j*c,-j,-c+j*c];%信号调制Es=1;SNRIndex=1;84 2013届本科毕业设计论文forSNR=0:5:50SNRValue(SNRIndex)=SNR;SNR1=10^(SNR/10);NoisePower=2*Es/(SNR1);RealNoisePower=NoisePower/2;Frame=5000;TotalBit1=0;ErrorNum1_M=0;ErrorNum2_M=0;ErrorNum3_M=0;ErrorNum4_M=0;ErrorNum5_M=0;ErrorNum1_E=0;ErrorNum2_E=0;ErrorNum3_E=0;ErrorNum4_E=0;ErrorNum5_E=0;ErrorNum1_S=0;ErrorNum2_S=0;ErrorNum3_S=0;ErrorNum4_S=0;ErrorNum5_S=0;forloop=1:1:Frameh1=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(1/2);fori=1:1:2h2(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(1/2);endfori=1:1:4h3(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(1/2);endfori=1:1:6h4(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(1/2);endfori=1:1:8h5(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(1/2);endTotalBit1=TotalBit1+1;fori=1:1:2InStream(i)=(rand(1)>=0.5);endxx1=2*InStream(1)+InStream(2)+1;x=Cons(xx1);noise1=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(RealNoisePower);84 2013届本科毕业设计论文fori=1:1:2noise2(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(RealNoisePower);endfori=1:1:4noise3(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(RealNoisePower);endfori=1:1:6noise4(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(RealNoisePower);endfori=1:1:8noise5(i,1)=(randn(1)+j*randn(1))*sqrt(RealNoisePower);endr1=h1*x+noise1;r2=h2*x+noise2;r3=h3*x+noise3;r4=h4*x+noise4;r5=h5*x+noise5;%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%MRC%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%s1_m=r2(1)*conj(h2(1))+r2(2)*conj(h2(2));%%%%%%%%%%%s2_m=r3(1)*conj(h3(1))+r3(2)*conj(h3(2))+r3(3)*conj(h3(3))+r3(4)*conj(h3(4));s3_m=r4(1)*conj(h4(1))+r4(2)*conj(h4(2))+r4(3)*conj(h4(3))+r4(4)*conj(h4(4))+r4(5)*conj(h4(5))+r4(6)*conj(h4(6));s4_m=r5(1)*conj(h5(1))+r5(2)*conj(h5(2))+r5(3)*conj(h5(3))+r5(4)*conj(h5(4))+r5(5)*conj(h5(5))+r5(6)*conj(h5(6))+r5(7)*conj(h5(7))+r5(8)*conj(h5(8));fori=1:1:4M1(i)=abs(r1-h1*Cons(i));M2(i)=abs(s1_m-Cons(i));M3(i)=abs(s2_m-Cons(i));M4(i)=abs(s3_m-Cons(i));M5(i)=abs(s4_m-Cons(i));endMinvalue_M=min(M1);n1_m=find(M1==Minvalue_M);l1_m=Cons(n1_m);Minvalue_M=min(M2);n2_m=find(M2==Minvalue_M);l2_m=Cons(n2_m);Minvalue_M=min(M3);n3_m=find(M3==Minvalue_M);l3_m=Cons(n3_m);Minvalue_M=min(M4);84 2013届本科毕业设计论文n4_m=find(M4==Minvalue_M);l4_m=Cons(n4_m);Minvalue_M=min(M5);n5_m=find(M5==Minvalue_M);l5_m=Cons(n5_m);ErrorNum1_M=ErrorNum1_M+(l1_m~=x);ErrorNum2_M=ErrorNum2_M+(l2_m~=x);ErrorNum3_M=ErrorNum3_M+(l3_m~=x);ErrorNum4_M=ErrorNum4_M+(l4_m~=x);ErrorNum5_M=ErrorNum5_M+(l5_m~=x);%%%%%%%%%%%%%%%%%%EGC%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%s1_e=r2(1)*conj(h2(1))/abs(h2(1))+r2(2)*conj(h2(2))/abs(h2(2));s2_e=r3(1)*conj(h3(1))/abs(h3(1))+r3(2)*conj(h3(2))/abs(h3(2))+r3(3)*conj(h3(3))/abs(h3(3))+r3(4)*conj(h3(4))/abs(h3(4));s3_e=r4(1)*conj(h4(1))/abs(h4(1))+r4(2)*conj(h4(2))/abs(h4(2))+r4(3)*conj(h4(3))/abs(h4(3))+r4(4)*conj(h4(4))/abs(h4(4))+r4(5)*conj(h4(5))/abs(h4(5))+r4(6)*conj(h4(6))/abs(h4(6));s4_e=r5(1)*conj(h5(1))/abs(h5(1))+r5(2)*conj(h5(2))/abs(h5(2))+r5(3)*conj(h5(3))/abs(h5(3))+r5(4)*conj(h5(4))/abs(h5(4))+r5(5)*conj(h5(5))/abs(h5(5))+r5(6)*conj(h5(6))/abs(h5(6))+r5(7)*conj(h5(7))/abs(h5(7))+r5(8)*conj(h5(8))/abs(h5(8));fori=1:1:4E1(i)=abs(r1-h1*Cons(i));E2(i)=abs(s1_e-Cons(i));E3(i)=abs(s2_e-Cons(i));E4(i)=abs(s3_e-Cons(i));E5(i)=abs(s4_e-Cons(i));endMinvalue_E=min(E1);n1_e=find(E1==Minvalue_E);l1_e=Cons(n1_e);Minvalue_E=min(E2);n2_e=find(E2==Minvalue_E);l2_e=Cons(n2_e);Minvalue_E=min(E3);n3_e=find(E3==Minvalue_E);l3_e=Cons(n3_e);Minvalue_E=min(E4);n4_e=find(E4==Minvalue_E);l4_e=Cons(n4_e);Minvalue_E=min(E5);n5_e=find(E5==Minvalue_E);84 2013届本科毕业设计论文l5_e=Cons(n5_e);ErrorNum1_E=ErrorNum1_E+(l1_e~=x);ErrorNum2_E=ErrorNum2_E+(l2_e~=x);ErrorNum3_E=ErrorNum3_E+(l3_e~=x);ErrorNum4_E=ErrorNum4_E+(l4_e~=x);ErrorNum5_E=ErrorNum5_E+(l5_e~=x);%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%SC%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%Maxvalue1=max(h2);a=find(h2==Maxvalue1);Maxvalue2=max(h3);b=find(h3==Maxvalue2);Maxvalue3=max(h4);c=find(h4==Maxvalue3);Maxvalue4=max(h5);d=find(h5==Maxvalue4);s1_s=r2(a);s2_s=r3(b);s3_s=r4(c);s4_s=r5(d);fori=1:1:4S1(i)=abs(r1-h1*Cons(i));S2(i)=abs(s1_s-h2(a)*Cons(i));S3(i)=abs(s2_s-h3(b)*Cons(i));S4(i)=abs(s3_s-h4(c)*Cons(i));S5(i)=abs(s4_s-h5(d)*Cons(i));endMinvalue_S=min(S1);n1_s=find(S1==Minvalue_S);l1_s=Cons(n1_s);Minvalue_S=min(S2);n2_s=find(S2==Minvalue_S);l2_s=Cons(n2_s);Minvalue_S=min(S3);n3_s=find(S2==Minvalue_S);l3_s=Cons(n2_s);Minvalue_S=min(S4);n4_s=find(S4==Minvalue_S);l4_s=Cons(n4_s);Minvalue_S=min(S5);n5_s=find(S5==Minvalue_S);l5_s=Cons(n5_s);ErrorNum1_S=ErrorNum1_S+(l1_s~=x);ErrorNum2_S=ErrorNum2_S+(l2_s~=x);84 2013届本科毕业设计论文ErrorNum3_S=ErrorNum3_S+(l3_s~=x);ErrorNum4_S=ErrorNum4_S+(l4_s~=x);ErrorNum5_S=ErrorNum5_S+(l5_s~=x);endBER1_M(SNRIndex)=ErrorNum1_M/TotalBit1;BER2_M(SNRIndex)=ErrorNum2_M/TotalBit1;BER3_M(SNRIndex)=ErrorNum3_M/TotalBit1;BER4_M(SNRIndex)=ErrorNum4_M/TotalBit1;BER5_M(SNRIndex)=ErrorNum5_M/TotalBit1;BER1_E(SNRIndex)=ErrorNum1_E/TotalBit1;BER2_E(SNRIndex)=ErrorNum2_E/TotalBit1;BER3_E(SNRIndex)=ErrorNum3_E/TotalBit1;BER4_E(SNRIndex)=ErrorNum4_E/TotalBit1;BER5_E(SNRIndex)=ErrorNum5_E/TotalBit1;BER1_S(SNRIndex)=ErrorNum1_S/TotalBit1;BER2_S(SNRIndex)=ErrorNum2_S/TotalBit1;BER3_S(SNRIndex)=ErrorNum3_S/TotalBit1;BER4_S(SNRIndex)=ErrorNum4_S/TotalBit1;BER5_S(SNRIndex)=ErrorNum5_S/TotalBit1;SNRIndex=SNRIndex+1;End%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%曲线图%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%figure(1)semilogy(SNRValue,BER1_M,'k-s',SNRValue,BER2_M,'r-d',SNRValue,BER3_M,'b-o',SNRValue,BER4_M,'c-*',SNRValue,BER5_M,'m-v')title('最大比合并性能比较曲线')xlabel('SNR')ylabel('误符号率')legend('Antenna1','Antenna2','Antenna4','Antenna6','Antenna8')gridonfigure(2)semilogy(SNRValue,BER1_E,'k-s',SNRValue,BER2_E,'r-d',SNRValue,BER3_E,'b-o',SNRValue,BER4_E,'c-*',SNRValue,BER5_E,'m-v')title('等增益合并性能比较曲线')xlabel('SNR')ylabel('误符号率')legend('Antenna1','Antenna2','Antenna4','Antenna6','Antenna8')gridonfigure(3)84 2013届本科毕业设计论文semilogy(SNRValue,BER1_S,'k-s',SNRValue,BER2_S,'r-d',SNRValue,BER3_S,'b-o',SNRValue,BER4_S,'c-*',SNRValue,BER5_S,'m-v')title('选择合并性能比较曲线')xlabel('SNR')ylabel('误符号率')legend('Antenna1','Antenna2','Antenna4','Antenna6','Antenna8')gridonfigure(4)semilogy(SNRValue,BER1_M,'k-s',SNRValue,BER2_S,'r-d',SNRValue,BER2_E,'b-o',SNRValue,BER2_M,'m-*')title('三种合并技术性能比较曲线')xlabel('SNR')ylabel('误符号率')legend('Antenna','SC','EGC','MRC')gridon1.3Alamouti发射分集方案程序设计框图1.4Alamouti发射分集方案仿真程序%Alamouti方案性能仿真程序%发射端信噪比范围min_snr=0;max_snr=40;84 2013届本科毕业设计论文%每帧数据的符号数symbol_per_frame=10;%每信噪比仿真最大帧数frame_per_snr=10000;%QPSK　constellationdh=[1+j-1+j-1-j1-j]/sqrt(2);%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=2;Nr=1;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:2:symbol_per_frame-1X=[qpsk_sequence(k)-conj(qpsk_sequence(k+1));qpsk_sequence(k+1)conj(qpsk_sequence(k))];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)+H(2)*conj(R(2));s1=conj(H(2))*R(1)-H(1)*conj(R(2));%接收信号矢量S=[s0s1];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);84 2013届本科毕业设计论文%译码X_dec1=dh(positionmin);%接收矢量和星座图各点距离D2=abs(S(2)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D2);%译码X_dec2=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1;X_dec2];%判决检验ifsum([X(1,1)~=X_dec1X(2,1)~=X_dec2])tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(3,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=2;Nr=2;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);84 2013届本科毕业设计论文fork=1:2:symbol_per_frame-1X=[qpsk_sequence(k)-conj(qpsk_sequence(k+1));qpsk_sequence(k+1)conj(qpsk_sequence(k))];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1,1))*R(1,1)+H(1,2)*conj(R(1,2))+conj(H(2,1))*R(2,1)+H(2,2)*conj(R(2,2));s1=conj(H(1,2))*R(1,1)-H(1,1)*conj(R(1,2))+conj(H(2,2))*R(2,1)-H(2,1)*conj(R(2,2));%接收信号矢量S=[s0s1];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%接收矢量和星座图各点距离D2=abs(S(2)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D2);%译码X_dec2=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1;X_dec2];%判决检验ifsum([X(1,1)~=X_dec1X(2,1)~=X_dec2])tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(4,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=1;Nr=1;84 2013届本科毕业设计论文forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:symbol_per_frameX=[qpsk_sequence(k)];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)%接收信号矢量S=[s0];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1];%判决检验if(X(1)~=X_dec(1))tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(5,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);semilogy(0:max_snr,ser_ml(3,:),'--ks84 2013届本科毕业设计论文',0:max_snr,ser_ml(4,:),'-.mv',0:max_snr,ser_ml(5,:),'r-d');xlabel('SNR');ylabel('SymbolErrorRatio(SER)');legend('newscheme(2Tx,1Rx)','newscheme(2Tx,2Rx)','(1Tx,1Rx)');gridon;1.5空间分集误码率比较程序设计框图1.6空间分集误码率比较仿真程序%发射端信噪比范围min_snr=0;max_snr=40;%每帧数据的符号数symbol_per_frame=10;%每信噪比仿真最大帧数frame_per_snr=10000;%QPSK　constellationdh=[1+j-1+j-1-j1-j]/sqrt(2);84 2013届本科毕业设计论文%==1发2收MMRC方案==%%仿真全局变量%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%各方案每信噪比SERser_ml=zeros(4,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=1;Nr=2;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:symbol_per_frameX=[qpsk_sequence(k)];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)+conj(H(2))*R(2);%接收信号矢量S=[s0];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1];84 2013届本科毕业设计论文%判决检验if(X(1)~=X_dec(1))tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(1,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%==1发4收MMRC方案==%%仿真全局变量%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=1;Nr=4;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:symbol_per_frameX=[qpsk_sequence(k)];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)+conj(H(2))*R(2)+conj(H(3))*R(3)+conj(H(4))*R(4);%接收信号矢量S=[s0];%--最大似然译码--84 2013届本科毕业设计论文%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1];%判决检验if(X(1)~=X_dec(1))tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(2,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%==2发1收STBC方案==%%仿真全局变量%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=2;Nr=1;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:2:symbol_per_frame-184 2013届本科毕业设计论文X=[qpsk_sequence(k)-conj(qpsk_sequence(k+1));qpsk_sequence(k+1)conj(qpsk_sequence(k))];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)+H(2)*conj(R(2));s1=conj(H(2))*R(1)-H(1)*conj(R(2));%接收信号矢量S=[s0s1];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%接收矢量和星座图各点距离D2=abs(S(2)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D2);%译码X_dec2=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1;X_dec2];%判决检验ifsum([X(1,1)~=X_dec1X(2,1)~=X_dec2])tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(3,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%==2发2收STBC方案==%%仿真全局变量%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=2;Nr=2;84 2013届本科毕业设计论文forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:2:symbol_per_frame-1X=[qpsk_sequence(k)-conj(qpsk_sequence(k+1));qpsk_sequence(k+1)conj(qpsk_sequence(k))];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1,1))*R(1,1)+H(1,2)*conj(R(1,2))+conj(H(2,1))*R(2,1)+H(2,2)*conj(R(2,2));s1=conj(H(1,2))*R(1,1)-H(1,1)*conj(R(1,2))+conj(H(2,2))*R(2,1)-H(2,1)*conj(R(2,2));%接收信号矢量S=[s0s1];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%接收矢量和星座图各点距离D2=abs(S(2)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置[minScalepositionmin]=min(D2);%译码X_dec2=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1;X_dec2];%判决检验ifsum([X(1,1)~=X_dec1X(2,1)~=X_dec2])tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%if84 2013届本科毕业设计论文end%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(4,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);%==1发1收方案==%%仿真全局变量%每信噪比错误符号总数tot_err_symbol=zeros(1,max_snr+1);%每信噪比发送的帧总数tot_frame_tx=zeros(1,max_snr+1);%各方案每信噪比SERser_ml=zeros(4,max_snr+1);%发送和接收天线数目Nt=1;Nr=1;forsnr=min_snr:max_snrwhiletot_frame_tx(snr+1)0.5;%二进制信道与QPSK信号的转换qpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence);%噪声能量（已归一化）sig=sqrt(1/(10^(snr/10)));%生成加性高斯噪声,每维方差为No/2addtional_gaussian_noise=sig*(randn(Nr,Nt,symbol_per_frame)+j*randn(Nr,Nt,symbol_per_frame))/sqrt(2);%生成具有瑞利分布特性的信道衰落系数H=RayleighCH(Nr,Nt);fork=1:symbol_per_frameX=[qpsk_sequence(k)];%接收信号R=H*X+addtional_gaussian_noise(:,:,k);%接收信号的合成s0=conj(H(1))*R(1)%接收信号矢量S=[s0];%--最大似然译码--%接收矢量和星座图各点距离D1=abs(S(1)*[1111]-dh).^2;%求最短矩离位置84 2013届本科毕业设计论文[minScalepositionmin]=min(D1);%译码X_dec1=dh(positionmin);%生成译码矢量X_dec=[X_dec1];%判决检验if(X(1)~=X_dec(1))tot_err_symbol(snr+1)=tot_err_symbol(snr+1)+1;%breakend%ifend%forend%whileend%for%在不同信噪比条件下，求系统SER（误符号率）ser_ml(5,:)=tot_err_symbol./(tot_frame_tx*symbol_per_frame);semilogy(0:max_snr,ser_ml(1,:),'-ro',0:max_snr,ser_ml(2,:),':b*',0:max_snr,ser_ml(3,:),'--ks',0:max_snr,ser_ml(4,:),'-.mv',0:max_snr,ser_ml(5,:),'r-d');xlabel('SNR');ylabel('SymbolErrorRatio(SER)');legend('MMRC(1Tx,2Rx)','MMRC(1Tx,4Rx)','newscheme(2Tx,1Rx)','newscheme(2Tx,2Rx)','MMRC(1Tx,1Rx)');gridon;%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%调用子程序%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%======================Qpsk调制=========================================functionqpsk_sequence=QpskMapping(psudo_bit_sequence)psudo_bit_sequence_length=length(psudo_bit_sequence);bit_to_transform=[00];ifmod(psudo_bit_sequence_length,2)==0qpsk_sequence=ones(1,psudo_bit_sequence_length/2);fork=1:psudo_bit_sequence_length/2bit_to_transform=psudo_bit_sequence(2*k-1:2*k);ifbit_to_transform==[00]qpsk_sequence(k)=1/sqrt(2)*(-1-j);endifbit_to_transform==[10]qpsk_sequence(k)=1/sqrt(2)*(1-j);endifbit_to_transform==[11]qpsk_sequence(k)=1/sqrt(2)*(1+j);endifbit_to_transform==[01]qpsk_sequence(k)=1/sqrt(2)*(-1+j);84 2013届本科毕业设计论文endendelsedisp('Pleaseinputasequencewithevenmembers');qpsk_sequence=0;end%======================rayleigh信道=========================================functionH=rayleighCH(Nr,Nt)H=zeros(Nr,Nt);R=eye(Nr*Nt);X=randn(Nr*Nt,1)/sqrt(2)+j*randn(Nr*Nt,1)/sqrt(2);H=reshape(R'*X,Nr,Nt);2外文资料原文ASimpleTransmitDiversityTechniqueforWirelessCommunicationsSiavashM.AlamoutiAbstract—Thispaperpresentsasimpletwo-branchtransmitdiversityscheme.Usingtwotransmitantennasandonereceiveantennatheschemeprovidesthesamediversityorderasmaximal-ratioreceivercombining(MRRC)withonetransmitantenna,andtworeceiveantennas.ItisalsoshownthattheschememayeasilybegeneralizedtotwotransmitantennasandMreceiveantennastoprovideadiversityorderof2M.ThenewschemedoesnotrequireanybandwidthexpansionanyfeedbackfromthereceivertothetransmitteranditscomputationcomplexityissimilartoMRRC.IndexTerms—Antennaarrayprocessing,basebandprocessing,diversity,estimationanddetection,fademitigation,maximalratiocombining,Rayleighfading,smartantennas,spaceblockcoding,space–timecoding,transmitdiversity,wirelesscommunications.I.INTRODUCTIONTHENEXT-generationwirelesssystemsarerequiredtohavehighvoicequalityascomparedtocurrentcellularmobileradiostandardsandprovidehighbitratedataservices(upto2Mbits/s).Atthesametime,theremoteunitsaresupposedtobesmalllightweightpocketcommunicators.Furthermore,theyaretooperatereliablyindifferenttypesofenvironments:macro,micro,andpicocellular;urban,suburban,andrural;indoorandoutdoor.Inotherwords,thenextgenerationsystemsaresupposedtohavebetterqualityandcoverage,bemorepowerandbandwidthefficient,andbedeployedindiverseenvironments.Yettheservicesmustremainaffordableforwidespreadmarketacceptance.Inevitably,thenewpocketcommunicatorsmustremainrelativelysimple.Fortunately,however,theeconomyofscalemayallowmorecomplexbasestations.Infact,it84 2013届本科毕业设计论文appearsthatbasestationcomplexitymaybetheonlyplausibletradespaceforachievingtherequirementsofnextgenerationwirelesssystems.Thefundamentalphenomenonwhichmakesreliablewirelesstransmissiondifficultistime-varyingmultipathfading[1].Itisthisphenomenonwhichmakestetherlesstransmissionachallengewhencomparedtofiber,coaxialcable,line-of-sightmicrowaveorevensatellitetransmissions.Increasingthequalityorreducingtheeffectiveerrorrateinamultipathfadingchannelisextremelydifficult.InadditivewhiteGaussiannoise(AWGN),usingtypicalmodulationandcodingschemes,reducingtheeffectivebiterrorrate(BER)fromtomayrequireonly1-or2-dBhighersignalto-noiseratio(SNR).Achievingthesameinamultipathfadingenvironment,however,mayrequireupto10dBimprovementinSNR.TheimprovementinSNRmaynotbeachievedbyhighertransmitpoweroradditionalbandwidth,asitiscontrarytotherequirementsofnextgenerationsystems.Itisthereforecrucialtoeffectivelycombatorreducetheeffectoffadingatboththeremoteunitsandthebasestations,withoutadditionalpoweroranysacrificeinbandwidth.Theoretically,themosteffectivetechniquetomitigatemultipathfadinginawirelesschannelistransmitterpowercontrol.Ifchannelconditionsasexperiencedbythereceiverononesideofthelinkareknownatthetransmitterontheotherside,thetransmittercanpredistortthesignalinordertoovercometheeffectofthechannelatthereceiver.Therearetwofundamentalproblemswiththisapproach.Themajorproblemistherequiredtransmitterdynamicrange.Forthetransmittertoovercomeacertainleveloffading,itmustincreaseitspowerbythatsamelevel,whichinmostcasesisnotpracticalbecauseofradiationpowerlimitationsandthesizeandcostoftheamplifiers.Thesecondproblemisthatthetransmitterdoesnothaveanyknowledgeofthechannelexperiencedbythereceiverexceptinsystemswheretheuplink(remotetobase)anddownlink(basetoremote)transmissionsarecarriedoverthesamefrequency.Hence,thechannelinformationhastobefedbackfromthereceivertothetransmitter,whichresultsinthroughputdegradationandconsiderableaddedcomplexitytoboththetransmitterandthereceiver.Moreover,insomeapplicationstheremaynotbealinktofeedbackthechannelinformation.Othereffectivetechniquesaretimeandfrequencydiversity.Timeinterleaving,togetherwitherrorcorrectioncoding,canprovidediversityimprovement.Thesameholdsforspreadspectrum.However,timeinterleavingresultsinlargedelayswhenthechannelisslowlyvarying.Equivalently,spreadspectrumtechniquesareineffectivewhenthecoherencebandwidthofthechannelislargerthanthespreadingbandwidthor,equivalently,wherethereisrelativelysmalldelayspreadinthechannel.Inmostscatteringenvironments,antennadiversityisapractical,effectiveand,hence,awidelyappliedtechniqueforreducingtheeffectofmultipathfading[1].Theclassicalapproachistousemultipleantennasatthereceiverandperformcombiningorselectionandswitchinginordertoimprovethequalityofthereceivedsignal.Themajorproblemwithusingthereceivediversityapproachisthecost,size,andpoweroftheremoteunits.Theuseofmultipleantennasandradiofrequency(RF)chains(orselectionandswitchingcircuits)makestheremoteunitslargerandmoreexpensive.Asaresult,diversitytechniqueshavealmostexclusivelybeenappliedtobasestationstoimprovetheirreceptionquality.Abasestationoftenserveshundredstothousandsofremoteunits.Itisthereforemoreeconomicaltoaddequipmenttobasestationsratherthantheremoteunits.Forthisreason,transmitdiversityschemesareveryattractive.Forinstance,oneantennaandonetransmitchainmaybeaddedtoabasestationtoimprovethereceptionqualityofalltheremoteunitsinthatbasestation’scoveragearea.1Thealternativeistoaddmoreantennasandreceiverstoalltheremoteunits.Thefirstsolutionisdefinitelymoreeconomical.Recently,someinterestingapproachesfortransmitdiversityhavebeensuggested.Adelaydiversityscheme84 2013届本科毕业设计论文wasproposedbyWittneben[2],[3]forbasestationsimulcastingandlater,independently,asimilarschemewassuggestedbySeshadriandWinters[4],[5]forasinglebasestationinwhichcopiesofthesamesymbolaretransmittedthroughmultipleantennasatdifferenttimes,hencecreatinganartificialmultipathdistortion.Amaximumlikelihoodsequenceestimator(MLSE)oraminimummeansquarederror(MMSE)equalizeristhenusedtoresolvemultipathdistortionandobtaindiversitygain.Anotherinterestingapproachisspace–timetrelliscoding,introducedin[6],wheresymbolsareencodedaccordingtotheantennasthroughwhichtheyaresimultaneouslytransmittedandaredecodedusingamaximumlikelihooddecoder.Thisschemeisveryeffective,asitcombinesthebenefitsofforwarderrorcorrection(FEC)codinganddiversitytransmissiontoprovideconsiderableperformancegains.Thecostforthisschemeisadditionalprocessing,whichincreasesexponentiallyasafunctionofbandwidthefficiency(bits/s/Hz)andtherequireddiversityorder.Therefore,forsomeapplicationsitmaynotbepracticalorcost-effective.Thetechniqueproposedinthispaperisasimpletransmitdiversityschemewhichimprovesthesignalqualityatthereceiverononesideofthelinkbysimpleprocessingacrosstwotransmitantennasontheoppositeside.Theobtaineddiversityorderisequaltoapplyingmaximal-ratioreceivercombining(MRRC)withtwoantennasatthereceiver.Theschememayeasilybegeneralizedtotwotransmitantennasandreceiveantennastoprovideadiversityorderof.Thisisdonewithoutanyfeedbackfromthereceivertothetransmitterandwithsmallcomputationcomplexity.Theschemerequiresnobandwidthexpansion,asredundancyisappliedinspaceacrossmultipleantennas,notintimeorfrequency.Thenewtransmitdiversityschemecanimprovetheerrorperformance,datarate,orcapacityofwirelesscommunicationssystems.Thedecreasedsensitivitytofadingmayallowtheuseofhigherlevelmodulationschemestoincreasetheeffectivedatarate,orsmallerreusefactorsinamulticellenvironmenttoincreasesystemcapacity.Theschememayalsobeusedtoincreasetherangeorthecoverageareaofwirelesssystems.Inotherwords,thenewschemeiseffectiveinalloftheapplicationswheresystemcapacityislimitedbymultipathfadingand,hence,maybeasimpleandcost-effectivewaytoaddressthemarketdemandsforqualityandefficiencywithoutacompleteredesignofexistingsystems.Furthermore,theschemeseemstobeasuperbcandidatefornext-generationwirelesssystems,1Infact,manycellularbasestationsalreadyhavetworeceiveantennasforreceivediversity.Thesameantennasmaybeusedfortransmitdiversity.asiteffectivelyreducestheeffectoffadingattheremoteunitsusingmultipletransmitantennasatthebasestations.InSectionII,theclassicalmaximalratioreceivediversitycombiningisdiscussedandsimplemathematicaldescriptionsaregiven.InSectionIII,thenewtwo-branchtransmitdiversityschemeswithoneandwithtworeceiveantennasarediscussed.InSectionIV,thebit-errorperformanceofthenewschemewithcoherentbinaryphase-shiftkeying(BPSK)modulationispresentedandiscomparedwithMRRC.TherearecostandperformancedifferencesbetweenthepracticalimplementationsoftheproposedschemeandtheclassicalMRRC.ThesedifferencesarediscussedindetailinSectionV.II.CLASSICALMAXIMAL-RATIORECEIVECOMBINING(MRRC)SCHEMEFig.1showsthebasebandrepresentationoftheclassicaltwo-branchMRRC.Atagiventime,asignalissentfromthetransmitter.Thechannelincludingtheeffectsofthetransmitchain,theairlink,andthereceivechainmaybemodeledbyacomplexmultiplicativedistortioncomposedofamagnituderesponseandaphaseresponse.Thechannelbetweenthetransmitantennaandthereceiveantenna84 2013届本科毕业设计论文zeroisdenotedbyandbetweenthetransmitantennaandthereceiveantennaoneisdenotedbywhere（1）Noiseandinterferenceareaddedatthetworeceivers.Theresultingreceivedbasebandsignalsare(2)whereandrepresentcomplexnoiseandinterference.AssumingandareGaussiandistributed,themaximumlikelihooddecisionruleatthereceiverforthesereceivedsignalsistochoosesignalifandonlyif(iff),(3)whereisthesquaredEuclideandistancexbetweenysignalsandcalculatedbythefollowingexpression:(4)Thereceivercombiningschemefortwo-branchMRRCisasfollows:(5)Expanding(3)andusing(4)and(5)wegetchooseiff,(6)orequivalentlychooseiff，(7)ForPSKsignals(equalenergyconstellations)，(8)whereistheenergyofthesignal.Therefore,forPSKsignals,thedecisionrulein(7)maybesimplifiedto84 2013届本科毕业设计论文chooseiff，(9)Themaximal-ratiocombinermaythenconstructthesignal,asshowninFig.1,sothatthemaximumlikelihooddetectormayproduce,whichisamaximumlikelihoodestimateof..Fig.1.Two-branchMRRC.III.THENEWTRANSMITDIVERSITYSCHEMEA.Two-BranchTransmitDiversitywithOneReceiverFig.2showsthebasebandrepresentationofthenewtwobranchtransmitdiversityscheme.Theschemeusestwotransmitantennasandonereceiveantennaandmaybedefinedbythefollowingthreefunctions:•theencodingandtransmissionsequenceofinformationsymbolsatthetransmitter;•thecombiningschemeatthereceiver;•thedecisionruleformaximumlikelihooddetection84 2013届本科毕业设计论文1)TheEncodingandTransmissionSequence:Atagivensymbolperiod,twosignalsaresimultaneouslytransmittedfromthetwoantennas.Thesignaltransmittedfromantennazeroisdenotedbyandfromantennaoneby.Duringthenextsymbolperiodsignal()istransmittedfromantennazero,andsignalistransmittedfromantennaonewhereisthecomplexconjugateoperation.ThissequenceisshowninTableI.InTableI,theencodingisdoneinspaceandtime(space–timecoding).Theencoding,however,mayalsobedoneinspaceandfrequency.Insteadoftwoadjacentsymbolperiods,twoadjacentcarriersmaybeused(space–frequencycoding).TABLEITHEENCODINGANDTRANSMISSIONSEQUENCEFORTHETWO-BRANCHTRANSMITDIVERSITYSCHEMEThechannelattimetmaybemodeledbyacomplexmultiplicativedistortionfortransmitantennazeroandfortransmitantennaone.Assumingthatfadingisconstantacrosstwoconsecutivesymbols,wecanwrite(10)WhereTisthesymbolduration.Thereceivedsignalscanthenbeexpressedas(11)whereandarethereceivedsignalsattimetandt+Tandandarecomplexrandomvariablesrepresentingreceivernoiseandinterference.2)TheCombiningScheme:ThecombinershowninFig.2buildsthefollowingtwocombinedsignalsthataresenttothemaximumlikelihooddetector:（12）ItisimportanttonotethatthiscombiningschemeisdifferentfromtheMRRCin(5).Substituting(10)and(11)into(12)weget84 2013届本科毕业设计论文（13）3)TheMaximumLikelihoodDecisionRule:Thesecombinedsignalsarethensenttothemaximumlikelihooddetectorwhich,foreachofthesignalsand,usesthedecisionruleexpressedin(7)or(9)forPSKsignals.Theresultingcombinedsignalsin(13)areequivalenttothatobtainedfromtwo-branchMRRCin(5).TheonlydifferenceisphaserotationsonthenoisecomponentswhichdonotdegradetheeffectiveSNR.Therefore,theresultingdiversityorderfromthenewtwo-branchtransmitdiversityschemewithonereceiverisequaltothatoftwo-branchMRRC.Fig.2.Thenewtwo-branchtransmitdiversityschemewithonereceiver.A.Two-BranchTransmitDiversitywithReceiversTheremaybeapplicationswhereahigherorderofdiversityisneededandmultiplereceiveantennasattheremoteunitsarefeasible.Insuchcases,itispossibletoprovideadiversityorderof2withtwotransmitandreceiveantennas.Forillustration,wediscussthespecialcaseoftwotransmitandtworeceiveantennasindetail.ThegeneralizationtoMreceiveantennasistrivial.receiveantennasindetail.ThegeneralizationtoreceiveFig.3showsthebasebandrepresentationofthenewschemewithtwotransmitandtworeceiveantennas.Theencodingandtransmissionsequenceoftheinformationsymbolsforthisconfigurationisidenticaltothecaseofasinglereceiver,showninTableI.TableIIdefinesthechannelsbetweenthetransmitandreceiveantennas,andTableIIIdefinesthenotationforthereceivedsignalatthetworeceiveantennas.84 2013届本科毕业设计论文Fig.3.Thenewtwo-branchtransmitdiversityschemewithtworeceivers.TABLEIITHEDEFINITIONOFCHANNELSBETWEENTHETRANSMITANDRECEIVEANTENNASTABLEIIITHENOTATIONFORTHERECEIVEDSIGNALSATTHETWORECEIVEANTENNASWhere84 2013届本科毕业设计论文(14),,andarecomplexrandomvariablesrepresentingreceiverthermalnoiseandinterference.ThecombinerinFig.3buildsthefollowingtwosignalsthataresenttothemaximumlikelihooddetector:(15)Substitutingtheappropriateequationswehave（16）Thesecombinedsignalsarethensenttothemaximumlikelihooddecoderwhichforsignalusesthedecisioncriteriaexpressedin(17)or(18)forPSKsignals.Chooseiff(17)Chooseiff,（18）Similarly,forusingthedecisionruleistochoosesignaliff(19)or,forPSKsignals,chooseiff,(20)Thecombinedsignalsin(16)areequivalenttothatoffourbranchMRRC,notshowninthepaper.Therefore,theresultingdiversityorderfromthenewtwo-branchtransmitdiversityschemewithtworeceiversisequaltothatofthefour-branchMRRCscheme.Itisinterestingtonotethatthecombinedsignalsfromthetworeceiveantennasarethesimpleadditionofthecombinedsignalsfromeachreceiveantenna,i.e.,thecombiningschemeisidenticaltothecasewithasingle84 2013届本科毕业设计论文receiveantenna.Wemayhenceconcludethat,usingtwotransmitandMreceiveantennas,wecanusethecombinerforeachreceiveantennaandthensimplyaddthecombinedsignalsfromallthereceiveantennastoobtainthesamediversityorderas2M-branchMRRC.Inotherwords,usingtwoantennasatthetransmitter,theschemedoublesthediversityorderofsystemswithonetransmitandmultiplereceiveantennas.Aninterestingconfigurationmaybetoemploytwoantennasateachsideofthelink,withatransmitterandreceiverchainconnectedtoeachantennatoobtainadiversityorderoffouratbothsidesofthelink.IV.ERRORPERFORMANCESIMULATIONSThediversitygainisafunctionofmanyparameters,includingthemodulationschemeandFECcoding.Fig.4showstheBERperformanceofuncodedcoherentBPSKforMRRCandthenewtransmitdiversityschemeinRayleighfading.ItisassumedthatthetotaltransmitpowerfromthetwoantennasforthenewschemeisthesameasthetransmitpowerfromthesingletransmitantennaforMRRC.ItisalsoassumedthattheamplitudesoffadingfromeachtransmitantennatoeachreceiveantennaaremutuallyuncorrelatedRayleighdistributedandthattheaveragesignalpowersateachreceiveantennafromeachtransmitantennaarethesame.Further,weassumethatthereceiverhasperfectknowledgeofthechannel.Althoughtheassumptionsinthesimulationsmayseemhighlyunrealistic,theyprovidereferenceperformancecurvesforcomparisonwithknowntechniques.Animportantissueiswhetherthenewschemeisanymoresensitivetoreal-worldsourcesofdegradation.ThisissueisaddressedinSectionV.AsshowninFig.4,theperformanceofthenewschemewithtwotransmittersandasinglereceiveris3dBworsethantwo-branchMRRC.AsexplainedinmoredetaillaterinSectionV-A,the3-dBpenaltyisincurredbecausethesimulationsassumethateachtransmitantennaradiateshalftheenergyinordertoensurethesametotalradiatedpoweraswithonetransmitantenna.IfeachtransmitantennainthenewschemewastoradiatethesameenergyasthesingletransmitantennaforMRRC,however,theperformancewouldbeidentical.Inotherwords,iftheBERwasdrawnagainsttheaverageSNRpertransmitantenna,thentheperformancecurvesforthenewschemewouldshift3dBtotheleftandoverlapwiththeMRRCcurves.Nevertheless,evenwiththeequaltotalradiatedpowerassumption,thediversitygainforthenewschemewithonereceiveantennaataBERofisabout15dB.Similarly,assumingequaltotalradiatedpower,thediversitygainofthenewschemewithtworeceiveantennasataBERofisabout24dB,whichis3dBworsethanMRRCwithonetransmitantennaandfourreceiveantennas.Asstatedbefore,theseperformancecurvesaresimplereferenceillustrations.TheimportantconclusionisthatthenewschemeprovidessimilarperformancetoMRRC,regardlessoftheemployedcodingandmodulationschemes.ManypublicationshavereportedtheperformanceofvariouscodingandmodulationschemeswithMRRC.Theresultsfromthesepublicationsmaybeusedtopredicttheperformanceofthenewschemewiththesecodingandmodulationtechniques.84 2013届本科毕业设计论文Fig.4.TheBERperformancecomparisonofcoherentBPSKwithMRRCandtwo-branchtransmitdiversityinRayleighfading.V.IMPLEMENTATIONISSUESSofarinthisreport,wehaveshown,mathematically,thatthenewtransmitdiversityschemewithtwotransmitandMreceiveantennasisequivalenttoMRRCwithonetransmitantennaand2Mreceiveantennas.Frompracticalimplementationaspects,however,thetwosystemsmaydiffer.Thissectiondiscussessomeoftheobserveddifferencebetweenthetwoschemes.A.PowerRequirementsThenewschemerequiresthesimultaneoustransmissionoftwodifferentsymbolsoutoftwoantennas.Ifthesystemisradiationpowerlimited,inordertohavethesametotalradiatedpowerfromtwotransmitantennastheenergyallocatedtoeachsymbolshouldbehalved.Thisresultsina3-dBpenaltyintheerrorperformance.However,the3-dBreductionofpowerineachtransmitchaintranslatestocheaper,smaller,orlesslinearpoweramplifiers.A3-dBreductioninamplifierspowerhandlingisverysignificantandmaybedesirableinsomecases.Itisoftenlessexpensive(ormoredesirablefromintermodulationdistortioneffects)toemploytwohalf-poweramplifiersratherthanasinglefullpoweramplifier.Moreover,ifthelimitationisonlyduetoRFpowerhandling(amplifiersizing,linearity,etc.),thenthetotalradiatedpowermaybedoubledandnoperformancepenaltyisincurred.B.SensitivitytoChannelEstimationErrorsThroughoutthispaper,itisassumedthatthereceiverhasperfectknowledgeofthechannel.Thechannelinformationmaybederivedbypilotsymbolinsertionandextraction[7],[8].Knownsymbolsaretransmittedperiodicallyfromthetransmittertothereceiver.Thereceiverextractsthesamplesandinterpolatesthemto84 2013届本科毕业设计论文constructanestimateofthechannelforeverydatasymboltransmitted.Therearemanyfactorsthatmaydegradetheperformanceofpilotinsertionandextractiontechniques,suchasmismatchedinterpolationcoefficientsandquantizationeffects.Thedominantsourceofestimationerrorsfornarrowbandsystems,however,istimevarianceofthechannel.ThechannelestimationerrorisminimizedwhenthepilotinsertionfrequencyisgreaterorequaltothechannelNyquistsamplingrate,whichistwotimesthemaximumDopplerfrequency.Therefore,aslongasthechannelissampledatasufficientrate,thereislittledegradationduetochannelestimationerrors.ForreceivediversitycombiningschemeswithMantennas,atagiventime,MindependentsamplesoftheMchannelsareavailable.WithMtransmittersandasinglereceiver,however,theestimatesoftheMchannelsmustbederivedfromasinglereceivedsignal.Thechannelestimationtaskisthereforedifferent.Toestimatethechannelfromonetransmitantennatothereceiveantennathepilotsymbolsmustbetransmittedonlyfromthecorrespondingtransmitantenna.Toestimateallthechannels,thepilotsmustalternatebetweentheantennas(ororthogonalpilotsymbolshavetobetransmittedfromtheantennas).Ineithercase,Mtimesasmanypilotsareneeded.Thismeansthatforthetwo-branchtransmitdiversityschemesdiscussedinthisreport,twiceasmanypilotsasinthetwo-branchreceivercombiningschemeareneeded.C.TheDelayEffectsWithNbranchtransmitdiversity,ifthetransformedcopiesofthesignalsaretransmittedatNdistinctintervalsfromalltheantennas,thedecodingdelayisNsymbolperiods.Thatis,forthetwo-branchdiversityscheme,thedelayistwosymbolperiods.Foramulticarriersystem,however,ifthecopiesaresentatthesametimeandondifferentcarrierfrequencies,thenthedecodingdelayisonlyonesymbolperiod.D.AntennaConfigurationsForallpracticalpurposes,theprimaryrequirementfordiversityimprovementisthatthesignalstransmittedfromthedifferentantennasbesufficientlyuncorrelated(lessthan0.7correlation)andthattheyhavealmostequalaveragepower(lessthan3-dBdifference).Sincethewirelessmediumisreciprocal,theguidelinesfortransmitantennaconfigurationsarethesameasreceiveantennaconfigurations.Forinstance,therehavebeenmanymeasurementsandexperimentalresultsindicatingthatiftworeceiveantennasareusedtoprovidediversityatthebasestationreceiver,theymustbeontheorderoftenwavelengthsaparttoprovidesufficientdecorrelation.Similarly,measurementsshowthattogetthesamediversityimprovementattheremoteunitsitissufficienttoseparatetheantennasattheremotestationbyaboutthreewavelengths.2Thisisduetothedifferenceinthenatureofthescatteringenvironmentintheproximityoftheremoteandbasestations.Theremotestationsareusuallysurroundedbynearbyscatterers,whilethebasestationisoftenplacedatahigheraltitude,withnonearbyscatterers.Nowassumethattwotransmitantennasareusedatthebasestationtoprovidediversityattheremotestationontheothersideofthelink.Theimportantquestionishowfarapartshouldthetransmitantennasbetoprovidediversityattheremotereceiver.Theansweristhattheseparationrequirementsforreceivediversityononesideofthelinkareidenticaltotherequirementsfortransmitdiversityontheothersideoflink.Thisisbecausethepropagationmediumbetweenthetransmitterandreceiverineitherdirectionareidentical.Inotherwords,toprovidesufficientdecorrelationbetweenthesignalstransmittedfromthetwotransmitantennasatthebasestation,wemusthaveontheorderoftenwavelengthsofseparationbetweenthetwotransmitantennas.Equivalently,thetransmitantennasattheremoteunitsmustbeseparatedbyaboutthreewavelengthstoprovidediversityatthebasestation.84 2013届本科毕业设计论文Itisworthnotingthatthispropertyallowstheuseofexistingreceivediversityantennasatthebasestationsfortransmitdiversity.Also,wherepossible,twoantennasmaybeusedforbothtransmitandreceiveatthebaseandtheremoteunits,toprovideadiversityorderoffouratbothsidesofthelink.E.SoftFailureOneoftheadvantagesofreceivediversitycombiningschemesistheaddedreliabilityduetomultiplereceivechains.Shouldoneofthereceivechainsfail,andtheotherreceivechainisoperational,thentheperformancelossisontheorderofthediversitygain.Inotherwords,thesignalmaystillbedetected,butwithinferiorquality.Thisiscommonlyreferredtoassoftfailure.Fortunately,thenewtransmitdiversityschemeprovidesthesamesoftfailure.Toillustratethis,wecanassumethatthetransmitchainforantennaoneinFig.2isdisabled,i.e.,.Therefore,thereceivedsignalsmaybedescribedas[see(11)](21)ThecombinershowninFig.2buildsthefollowingtwocombinedsignalsaccordingto(12):(22)Thesecombinedsignalsarethesameasiftherewasnodiversity.Therefore,thediversitygainislostbutthesignalmaystillbedetected.Fortheschemewithtwotransmitandtworeceiveantennas,boththetransmitandreceivechainsareprotectedbythisredundancyscheme.F.ImpactonInterferenceThenewschemerequiresthesimultaneoustransmissionofsignalsfromtwoantennas.Althoughhalfthepoweristransmittedfromeachantenna,itappearsthatthenumberofpotentialinterferersisdoubled,i.e.,wehavetwicethenumberofinterferers,eachwithhalftheinterferencepower.Itisoftenassumedthatinthepresenceofmanyinterferers,theoverallinterferenceisGaussiandistributed.Dependingontheapplication,ifthisassumptionholds,thenewschemeresultsinthesamedistributionandpowerofinterferencewithinthesystem.Ifinterferencehaspropertieswhereinterferencecancellationschemes(arrayprocessingtechniques)maybeeffectivelyused,however,theschememayhaveimpactonthesystemdesign.Itisnotclearwhethertheimpactispositiveornegative.Theuseoftransmitdiversityschemes(forfademitigation)inconjunctionwitharrayprocessingtechniquesforinterferencemitigationhasbeenstudiedforspace-timetrelliscodes[9].Similareffortsareunderwaytoextendthesetechniquestothenewtransmitdiversityscheme.VI.CONCLUSIONSANDDISCUSSIONSAnewtransmitdiversityschemehasbeenpresented.Itisshownthat,usingtwotransmitantennasandonereceiveantenna,thenewschemeprovidesthesamediversityorderasMRRCwithonetransmitandtworeceiveantennas.ItisfurthershownthattheschememayeasilybegeneralizedtotwotransmitantennasandMreceiveantennastoprovideadiversityorderof2M.Anobviousapplicationoftheschemeistoprovidediversityimprovementatalltheremoteunitsinawirelesssystem,usingtwotransmitantennasatthebasestationsinsteadoftworeceiveantennasatalltheremoteterminals.Theschemedoesnotrequireanyfeedbackfromthereceiver84 2013届本科毕业设计论文tothetransmitteranditscomputationcomplexityissimilartoMRRC.WhencomparedwithMRRC,ifthetotalradiatedpoweristoremainthesame,thetransmitdiversityschemehasa3-dBdisadvantagebecauseofthesimultaneoustransmissionoftwodistinctsymbolsfromtwoantennas.Otherwise,ifthetotalradiatedpowerisdoubled,thenitsmperformanceisidenticaltoMRRC.Moreover,assumingequalradiatedpower,theschemerequirestwohalf-poweramplifierscomparedtoonefullpoweramplifierforMRRC,whichmaybeadvantageousforsystemimplementation.Thenewschemealsorequirestwicethenumberofpilotsymbolsforchannelestimationwhenpilotinsertionandextractionisused.ACKNOWLEDGMENTTheauthorwouldliketothankV.Tarokh,N.Seshadri,A.Naguib,andR.CalderbankofAT&TLabsResearchfortheircriticalfeedbackandencouragement;T.LoofAT&TWirelessServicesfortheinvestigationoftheantennapatterngeneratedbythisscheme(notincludedinthepaperbutimportantforvalidationpurposes);andT.AlbertyofBoschTelecomforhisinsightfulcomments.REFERENCES[1]W.C.Jakes,Ed.,MicrowaveMobileCommunications.NewYork:Wiley,1974.[2]A.Wittneben,“BasestationmodulationdiversityfordigitalSIMULCAST,”inProc.1991IEEEVehicularTechnologyConf.(VTC41st),May1991,pp.848–853.[3]A.Wittneben,“Anewbandwidthefficienttransmitantennamodulationdiversityschemeforlineardigitalmodulation,”inProc.1993IEEEInternationalConf.Communications(ICC’93),May1993,pp.1630–1634.[4]N.SeshadriandJ.H.Winters,“TwosignalingschemesforimprovingtheerrorperformanceofFDDtransmissionsystemsusingtransmitterantennadiversity,”inProc.1993IEEEVehicularTechnologyConf.(VTC43rd),May1993,pp.508–511.[5]J.H.Winters,“ThediversitygainoftransmitdiversityinwirelesssystemswithRayleighfading,”inProc.1994ICC/SUPERCOMM,NewOrleans,LA,May1994,vol.2,pp.1121–1125.[6]V.Tarokh,N.Seshadri,andA.R.Calderbank,“Space-timecodesforhighdataratewirelesscommunication:Performancecriteriaandcodeconstruction,”IEEETrans.Inform.Theory,Mar.1998.[7]J.K.Cavers,“AnanalysisofpilotsymbolassistedmodulationforRayleighfadingchannels,”IEEETrans.Veh.Technol.,vol.40,pp.686–693,1991.[8]S.SampeiandT.Sunaga,“Rayleighfadingcompensationmethodfor16QAMindigitallandmobileradiochannels,”inProc.IEEEVehicularTechnologyConf.,SanFrancisco,CA,1989,pp.640–646.[9]V.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri,andA.R.Calderbank,“Spacetimecodesforwirelesscommunication:Combinedarrayprocessingandspacetimecoding,”IEEETrans.Inform.Theory,Mar.1998.SiavashM.AlamoutireceivedtheB.S.andtheM.Sc.degreesinelectricalengineeringfromtheUniversityofBritishColumbia,Vancouver,Canada,in1989and1991,respectively.84 2013届本科毕业设计论文Hehasbeeninvolvedinresearchanddevelopmentactivitiesinwirelesscommunicationssince1989.HeiscurrentlywiththeAltaBusinessUnitofCadenceDesignSystems,Sunnyvale,CA,whereheisaSeniorTechnicalLeaderinvolvedinthespecificationanddesignofelectronicdesignautomation(EDA)toolsfornext-generationwirelesscommunicationssystems.From1995to1998,hewasaSeniorScientistattheStrategicTechnologyGroupofAT&TWirelessServices,Redmond,WA,wherehewasinvolvedinair-linkphysicallayerdesignofwirelesssystems.Priortothat,hewaswithMobileDataSolutions,Inc.(MDSI),Richmond,Canada,andforthreeyearswasatMPRTeltech,Vancouver,Canada,wherehewasaMemberoftheTechnicalStaffinvolvedinthedesignofphysicalandMAClayersforproprietarymobiledatasystems.Hisareasofinterestincludesmartantennatechniques,codingandmodulation,andphysicalandMAClayerdesignofnarrowbandandwidebandwirelesscommunicationsystems.3外文资料译文一种应用于无线通信的简单发射分集技术SiavashM.Alamouti摘录：本文给出了一种简单的2分支发射分集新方案。使用2个发射天线和1个接收天线，新方案可提供与采用1个发射天线、2个接收天线的最大比例接收机合成(MRRC)相同的分集阶数。本文还指出，本方案可较容易地实现2发射天线和M个接收天线的演进方案，以便提供2M的分集阶数。新方案不需要任何带宽扩展、不需要任何从接收机到发射机的反馈，新方案的计算复杂程度类似于MRRC。索引术语：天线阵列处理，基带处理，分集,估计和检测,衰落,最大比合并,瑞利衰落,智能天线,空间块编码,空时编码,发射分集,无线通信.一、引言下一代无线系统需要有类似目前蜂窝移动无线标准的高话音质量，并提供高比特率数据服务(直到2Mb/s)。同时远端单元必须是既小又轻的手机。进一步，它们必须在不同类型环境中可靠工作：宏蜂窝、微蜂窝和飞蜂窝；在城区、郊区和乡村；室内和室外。换句话讲，下一代系统被要求有较好的通信质量和覆盖，是更加功率/带宽有效的，并且被部署在各种各样的环境中。然而，为了被市场接受服务质量不能下降。此外，新的分组通信必须保持相对简单。然而，幸运的是大规模应用允许基站结构可以较为复杂。事实上，增加基站复杂性是实现下一代无线系统需求的基本趋势。造成无线传输困难的主要原因是时变多径衰落[1]。正是时变多径衰落使得无线传输质量远不及光纤、同轴电缆、视距微波、甚至卫星传输。84 2013届本科毕业设计论文在多径衰落信道提高传输质量，或者减少有效误码率是极端困难的。在附加白色高斯噪声(AWGN)中，使用典型调制和编码方案，减少有效比特误码率(BER)从1到10dB或许仅仅需要1或2dB高的信噪比(SNR)。然而，在多径衰落环境中达到同样的效果需要最多10dB的SNR改善。SNR的改善或许不能通过提高发射功率或附加带宽来实现，因为这些措施同下一代系统的要求相矛盾。因此，不增加功率或不牺牲带宽条件下，在基站和远端单元有效地抗击或减少多径衰落的影响是至关重要的。理论上讲，在无线信道中减轻多径衰落影响最有效的技术是功率控制。如果在无线链路一边的接收机将信号要经历的信道条件反馈给无线信道另一边的发射机，发射机能够预先校正发射信号，以便克服接收机面临的无线信道的不良影响。采用此种方法时存在两个基本问题。主要问题是被要求的发射机动态范围。发射机要克服一定强度的衰落，它必须增加它的发射功率到同样的强度，这在大多数情况下是不实际的，因为辐射功率是受到限制的，以及放大器的大小和成本。第二个问题是发射机没有任何关于接收机将要经历的信道条件的知识，除非系统中上行(远端到基站)和下行(基站到远端)发射在相同的频率上实现。因此，信道信息必须从接收机反馈给发射机，这导致吞吐量降低，以及增加了发射机和接收机的复杂性。况且，在某些应用中或许不存在一个反馈信道信息的链路。其他的有效技术是时间和频率分集。时间交织与信道编码相结合能够提供分集改善，类似技术还有扩展频谱。然而，当信道正在缓慢变化时时间交织会导致较大的延时。同样，当信道相干带宽比扩展带宽更大时扩展频谱技术是无效的，或者，等价于信道中存在相对小的延时扩展。在大多数散射环境中，天线分集是一个容易实现的、有效的、因此是广泛采用的减少多径衰落影响的技术[1]。典型方法是在接收端使用多个天线，并且执行合并或选择和交换，以便改善接收信号质量。采用接收分集方法的主要问题是成本、天线尺寸，以及远端单元的功率。多个天线和射频链(或者选择和交换电路)的使用使得远端单元体积增大，成本增加。结果，分集技术几乎无一例外地被应用在基站以便改善它们的接收质量。基站通常服务于成百上千个远端单元。因此，与远端单元相比，在基站端增加设备更为合理。正是由于此原因，发射分集方案非常有吸引力。例如，基站或许添加一个天线和一个发射链来改善该基站覆盖区域内所有远端单元的接收质量1。替代方案是为所有远端单元增加天线和接收机。显然前者更为经济。84 2013届本科毕业设计论文最近，一些有意思的发射分集方法被开发出来。延时分集方案Wittdben[2]、[3]提出，应用于基站当前和稍后信号的联合发射，二者相互独立。一个类似方案由Seshadri和Winters[4]、[5]提出，应用于单基站，在那里相同信号的复制品通过多个天线，在不同时刻发射，由此创立了一个人造的多径衰落，接着使用最大似然序列估计器(MLSE)或最小均方误差(MMSE)均衡器分解出多径衰落并获得分集增益。另外一种有趣的方法是空-时格码(参见[6])，那里多个符号按照多个天线编码，通过这些天线符号被同时发射出去，在接收端使用最大似然解码器解码。此方案非常高效，因为它结合了FEC编码和分集发射的优点，以便提供相当可观的性能收益。此方案的成本是增加了额外的处理，作为带宽效率(bit/s/Hz)和要求的分集阶数的函数，处理工作量按指数规律增加。因此，对于一些应用此方案或许不具有实践价值，也不是成本有效的。在本文中建议的技术是一个简单发射分集方案，它通过跨越对边上的2个发射天线的简单处理，在链路另一端的接收机处改善了信号质量。获得的分集阶数相当于在接收机使用2个天线的最大比接收机合成(MRRC)。此方案也容易拓展到2个发射天线和M个接收天线模式，以便提供2M分集阶数。此方案不需要任何从接收机到发射机的反馈，并且具有较小的计算复杂性。本方案不需要任何带宽扩展，因为在跨越多个天线的空间使用了冗余，而不是在时域或频域中使用冗余。新的发射分集方案能够改善误码性能、数据速率、或者无线系统的容量。降低对衰落的灵敏度或许允许使用较高阶调制方案以便增加有效数据速率，或者在一个多小区环境中减小复用因子以便增加系统容量。此方案也可被用来增加无线系统覆盖范围。换句话讲，新方案在系统容量受到多径衰落限制的应用环境的所有方面是有效的，并且，新方案或许因此是一个不需要对现存系统进行完全重新设计就可以满足市场对质量和效率要求的简单和成本有效方法。此外，对于下一代无线系统此方案似乎也是一个极好的候选者(1事实上，许多蜂窝基站已经有2个接收天线用于接收分集。同样数目的天线也可被用于发射分集)。因为在基站使用多个发射天线可在远端单元有效减少衰落的影响。第二节将讨论经典最大比接收分集合并，并给出简单数学描述。第三节将讨论新的采用1个和2个接收天线的双分支发射分集方案。第四节讨论采用BPSK调制的新方案的比特误码性能，并与MRRC进行比较。本文提出的方案在实际执行上与经典MRRC存在成本和性能上的差异，这些差异将在第五节详细讨论。二、经典最大比接收合成(MRRC)方案图1所示为典型2分支MRRC基带工作原理图。图1双分支MRRC84 2013届本科毕业设计论文在给定的时间，一个信号被从发射机发送出去。包括发射链、空中链路、和接收链影响的信道可被塑造为由幅度响应和相位响应构成的一个复数相乘失真(畸变)。发射天线和接收天线0间的信道由表示，发射天线和接收天线1间的信道由表示，即（1）在两个接收机中添加上噪声和干扰。最终接收到的基带信号为(2)式中和表示复值噪声和干扰。假定和为高斯分布，在接收机，对于这些接收信号的最大似然判决规则是选择si，当且仅当,(3)式中是信号x和y间的欧氏距离的平方值，表示为(4)2分支MRRC的接收机合成方案是(5)展开式(3)并使用式(4)和式(5)，我们得到选择si，当且仅当,(6)或者等效为选择si，当且仅当，(7)对于PSK信号(同等能量星座)，(8)84 2013届本科毕业设计论文式中Es是信号能量。因此，对于PSK信号，在式(7)中的判决规则或许被简化为选择si，当且仅当，(9)接着，最大比合成器构建出信号，如图1所示，最大似然检测器产生，它是的一个最大似然估计值。三、新的发射分集方案A、单接收机双分支发射分集图2为新的双分支发射分集方案的基带原理图。该方案使用2个发射天线和一个接收天线。该方案可由下述3项功能定义：•在发射机端的信息符号编码和发射序列；•在接收机端的合成方案；•最大似然检测定判决规则。图2新单接收机双分支发射分集方案1、编码和发射序列在一个给定的符号周期中，两个信号同时从两个天线上被发射出去。从天线0上发射的信号记作，从天线1上发射的信号记作。在下一个符号周期天线0发射信号()，天线1发射信号。这里的∗表示复数共轭操作。这个序列如表1所列。84 2013届本科毕业设计论文表1中，在空间和时间进行编码(空间-时间编码)。然而，此编码也可在空间和频率上进行。取代两个相邻符号周期，使用两个相邻载波(空间-频率编码)。表1用于双分支发射分集方案的编码和发射序列在时刻t，对于发射天线0信道可由一个复数乘积失真(畸变)表示；对于发射天线1信道可由一个复数乘积失真(畸变)表示。假定跨越连续两个符号的衰落保持不变，我们能够写出(10)式中T是符号持续时间。接着，接收到的信号能够表示为(11)式中和是在时刻t和t+T接收到的信号，和是复值随机变量，代表接收到的噪声和干扰。2、合成方案图2所示的合成器构造了下述两个合成的信号，它们被送到最大似然检测器：（12）需要注意的是这个合成方案不同于式(5)中MRRC的合成方案。将式(10)和式(11)带入式(12)我们得到（13）3、最大似然判决规则84 2013届本科毕业设计论文这些合成的信号接着被送到最大似然检测器，在那里，对于信号s0和s1，使用在式(7)或式(9)中给出的判决规则(针对PSK信号)。最终在式(13)中的合成信号等同于从式(5)双分支MRRC方案的合成信号。唯一的差别是噪声部分的相位旋转，它不会降低有效SNR。因此，新单接收机双分支发射分集方案的分集阶数等同于双分支MRRC的分集阶数。B、M个接收机双分支发射分集或许存在需要较高的分集阶数，同时远端单元允许配置多个接收天线的应用场景。在此情况下，采用2个发射天线、M个接收天线，提供2M数量的分集阶数是可能的。例如，我们详细讨论2个发射天线、2个接收天线的情况。一般来说，对M个接收天线的归纳是不重要的。图3为采用2个发射天线和2个接收天线的新方案的基带原理。图3使用2个接收机的新双分支发射分集方案表2发射天线和接收天线间信道定义表3对2个接收天线中的接收信号的标识84 2013届本科毕业设计论文此配置中信息符号的编码和发射序列等同于单接收机情况，如表1所列。表2定义了发射天线和接收天线间的信道，表3定义了在2个接收天线中已接收信号的表示方法。这里(14),,和是代表接收机热噪声和干扰的复值随机变量。图3中的合成器建立了下述两个被发送到最大似然检测器的信号：(15)带入适当的方程，可得到（16）这些合成信号接着被送到最大似然检测器，对于信号该判决器使用式(17)给出的判决标准(或者对于PSK信号使用式(18))。选择，当且仅当(17)选择，当且仅当,（18）类似，对于，使用此判决规则选择信号，当且仅当(19)或者，对于PSK信号，选择，当且仅当,(20)在式(16)中的合成信号等同于4分支MRRC的合成信号(4分支MRRC本文没有介绍)。因此，采用2接收机的新双分支发射分集的分集阶数等于4分支MRRC方案的分集阶数。值得注意的是，来自284 2013届本科毕业设计论文接收天线的合成信号是来自每一个接收天线合成信号的简单相加，即，此合成方案等同于单接收天线情况。我们或许可因此得出结论：使用2个发射和M个接收天线，我们能够为每个接收天线使用合成器，接着简单相加来自所有接收天线的合成信号，从而获得与2M分支MRRC同样的分集阶数。换句话讲，在发射机使用2根天线，本方案可翻倍采用单发射天线、多接收天线系统的分集阶数。一个有趣的配置或许是在链路的每一端使用2个天线，用一个发射机和接收机链连接到每一个天线，以便在链路两边获得4阶分集阶数。四、误码性能模拟分集增益是许多参数的函数，包括调制方案和FEC编码。图4显示在Rayleigh衰落条件下，针对MRRC和新发射分集方案的未编码相干BPSK的BER性能。假定新方案中来自2个天线的总发射功率与MRRC中来自单个发射天线的发射功率是相同的。同样假定从每个发射天线到每个接收天线的衰落的振幅为互不相关的Rayleigh分布，并且在每个接收天线端来自每个发射天线平均信号功率相同。进一步，我们假定接收机有充分的信道知识。图4瑞利衰落条件下，MRRC与双分支发射分集方案在采用相干BPSK时的BER性能比较虽然仿真中的这些假定或许非常不现实，但是它们为已知技术的比较提供了参考性能曲线。一个重要的问题是新方案是否对于真实世界的退化因素更为敏感。这个问题将在第五节讨论。84 2013届本科毕业设计论文正如图4所示，采用双发射机/单接收机的新方案的性能比双分支MRRC差3dB。正如后面第五节-A详细介绍的，3dB的劣势是由于本仿真假定每个发射天线仅辐射1/2能量，以便总辐射功率与单发射天线时相同。如果新方案中每个发射天线辐射的能量与MRRC中单发射天线辐射的能量相同，性能将相同。换句话讲，如果按每个发射天线的平均SNR重画BER曲线，新方案的性能曲线将向左移动3dB，与MRRC曲线重叠。然而，即使是相等总辐射功率的假定，对于单接收天线，BER为的新方案来说，分集增益大约为15dB。同样，假定相等总辐射功率，对于双接收天线，BER为的新方案来说，分集增益大约为24dB，这一数值低于单发射天线/4接收天线的MRRC3dB。正如前面所述，这些性能曲线是简单参考举例。重要的结论是新方案提供了与MRRC类似的性能，无论使用什么编码和调制方式。许多出版物已经报道了采用各种编码和调制方案的MRRC的性能。来自这些出版物的结论或许可被用来预测采用这些编码和调制技术的新方案的性能。第五节执行问题本文至此为止，我们已经显示，在理论(数学)上，采用2个发射天线/M个接收天线的新发射分集方案相等于采用单发射天线/2M个接收天线的MRRC。然而，从实践执行角度来看，两个系统或许不同。本节讨论两个方案间某些可观察到的差异。A、功率要求新方案要求同时发射来自两个天线的两个不同符号。如果系统是辐射功率受限，为了两个发射天线有相同的总辐射功率，分配给每个符号的能量应当被减半。这导致在误码性能上有3dB的劣势。然而，在每个发射环节上3dB的功率降低转化成廉价、体积缩小，或者较小的线性功率放大器。在放大器功率处理上3dB的下降是非常有意义的，在某些情况下更是乐观其成。一般来说，使用两个半功率放大器比使用一个全功率放大器成本要低(或者对处理交调干扰更加理想)。此外，如果受限仅仅是由于射频功率处理(放大器尺寸、线性范围、等等)，那么，总辐射功率可以被翻番并且不会带来性能损失。B、对于信道估计误差的灵敏度本文始终假定接收机有关于信道的完善知识。信道信息或许取自导频符号插入和取出[7]、[8]。已知符号被周期地从发射机发送到接收机。接收机提取样本，做内插处理，得到每个传输数据符号的信道估计。存在许多可能降低导频插入和提取技术性能的因素，诸如错误匹配的内插系数和量化影响。然而，窄带系统估计误差的主要根源是信道随时间变化。当导频插入频率大于或等于信道纳奎斯特采样速率(此采样速率2倍于最大多普勒频率)时，信道估计误差被最小化。因此，只要信道以充分的速率采样，仅存在很小的由于信道估计误差造成的信道性能劣化。对于M个天线的接收分集合成方案，在给定的时间内，M个信道的M个独立样本是可以得到的。然而，对于M个发射机/单接收机，M个信道的估计必须源自单个接收信号。因此，信道估计的任务是不同的。为了估计从1个发射天线到指定接收天线的信道，导频符号必须仅仅从相应的发射天线发射。为了估计所有的信道，导频必须在天线间交替发射(或者从指定天线发射正交导频符号)。在每一种情况，M倍的导频是需要的。这意味着本文讨论的双分支发射分集方案，与双分支接收机合成方案一样，两倍的导频是需要的。84 2013届本科毕业设计论文C、延时影响采用N分支发射分集如果在N个不同的间隔中，信号经变换的副本被从所有天线上发射出去，解码延时是N个符号周期。即，对于双分支分集方案，延时是两个符号周期。然而，对于多载波系统，如果副本在相同时刻、在不同载波频率上发送，那么解码延时仅仅是一个符号周期。D、天线配置在所有实践应用中，对于分集改善的主要要求是从不同天线发射的信号要充分不相关(相关系数小于0.7)，并且它们有几乎相等的平均功率(相差小于3dB)。因为无线媒介是互易的，对发射天线配置的指导原则与对接收天线相同。例如，有许多测量和实验结果指出，如两个接收天线用于在基站接收机提供分集，它们必须按10个波长分开以便提供充分的不相关。类似，测量显示，为了在远端单元得到相同的分集改善，在远端站的天线间分开大约3个波长是充分的2。二者的不同是由于在远端单元附近和在基站附近散射环境的差异造成的。远端单元通常由临近的散射体环绕，而基站常常放置在较高位置，临近没有散射体。现在假定基站使用两个发射天线，以便在链路另一边的远端单元提供分集。重要的问题是发射天线应相隔多远以便在远端接收机提供分集。答案是对链路一端的接收分集的天线隔开要求等同于对链路另一端的发射分集的要求。这是因为发射机和接收机间的传播介质在每个方向上等同的。换句话讲，为了在基站端来自两个发射天线的发射信号间提供充分的去相关，我们必须使这两个发射天线间有大约10个波长的分离。同样，远端单元的发射天线间必须相隔大约3个波长，以便在基站提供分集。值得注意到是这个性质允许在基站使用已经存在的接收分集天线作为发射分集使用。也可能的是，在基站和远端单元，两个天线或许既用作发射天线也用作接收天线，以便在链路两端提供阶数为4的分集。E、软故障接收分集合成方案的优点之一是额外的可靠性，由于存在多条接收链。如果其中一个接收链失败，其他接收链还在运转，损失的性能大致是分集增益。换句话讲，信号或许仍然被检测，但是质量较差。这通常称作软故障。很幸运，新发射分集方案提供同样的软故障。为了说明此，我们假定图2中天线1的发射链出现故障，即h1=0，此时接收信号为(参看式(11))(21)在图2中的合成器按照式(12)建立下述两个合成信号(22)这些合成信号与不存在分集时的情况相同。因此，分集增益丢失了但是信号仍然被检测。对于2个发射天线/2个接收天线方案，不仅发射链而且接收链均因此冗余方案得到保护。84 2013届本科毕业设计论文而且要求的隔离取决于许多因素，诸如天线高度和散射体环境给出的数字适应于大多数宏蜂窝市内和郊区环境，采用相对较高的基站天线高度。F、干扰影响新方案要求同时从两个天线发射信号。虽然每个天线以1/2功率发射，明显的是潜在干扰的数量被加倍，即，我们有两倍数目的干扰，每一个具有一半的干扰功率。一般假定在存在许多干扰情况下，全部干扰是高斯分布。应用中如果这个假定成立，在系统中新方案导致相同的干扰分布和干扰功率。然而，如果使用了干扰抵消方案(阵列处理技术)，该方案或许对系统设计有影响。不清楚的是此影响是正面的还是负面的。对于空时格码，与阵列处理技术(针对干扰缓解)有关的发射分集方案(针对衰落缓解)的应用已经被研究[9]。类似的努力也在进行中以便扩展这些技术到新发射分集方案中。第六节结论和讨论一个新型发射分集方案已经提出。使用2个发射天线、1个接收天线的新方案提供与采用1个发射天线/2个接收天线的MRRC相同的分集阶数。该方案可进一步演变成2个发射天线、M个接收天线方案，以便提供2M阶分集。新方案的明显应用是提供无线系统中远端单元的分集改善，用在基站使用2个发射天线取代在所有远端单元中使用2个接收天线。该方案不需要任何从接收机到发射机的反馈，并且它的计算复杂性类似MRRC。当与MRRC比较时，如果总辐射功率保持不变，因为来自两个天线的不同符号的同时发射，此发射分集方案有3dB劣势。另外，如果总辐射功率加倍，那么它的性能等同于MRRC。此外，假定辐射功率相同，与MRRC需要1个全功率放大器相比，此方案仅需要两个1/2功率放大器，这对于系统实现或许是个优点。当使用导频插入和提取时，为了实现信道估计，新方案也需要两倍数目的导频符号。84