LTE信道估计研究报告

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LTE信道估计研究报告目录LTE信道估计研究报告1图表31引言41.1编写冃的41.2缩写术语42背景情况52.1概述52.2信道估计算法分类52.2.1盲信道估计52.2.2非盲信道估计53OFDM系统导频图案设计63.1LTE下行导频结构73.1.1小区专用参考信号映射73.1.2MBSFN参考信号映射83.2LTE±行导频结构104LTE信道估计算法114.1系统模型114.2LS算法134.2.1算法原理134.2.2算法实现144.3MMSE算法14 4.3.1算法原理144.3.2算法实现164.4基于DFT操作的信道估计算法164.4.1算法原理164.4.2算法实现174.5插值理论174.5.1理想插值174.5.2多项式内插204.5.3基于DFT内插245结论以及建议错谋！未定义书签。6附录276.1LS(LeastSquare最小二)佔计理论276.2MMSE(MinimumMeanSquareError)估计理论27 1引言1.1编写目的为了达到高速率的数据传输，TD-LTE屮使用多幅度、多相位的调制方式（如16QAM、64QAM）,为了保证系统的性能不受信道的多径和衰落效应的影响，就需要采川信道估计的方法来跟踪信道响应的变化。信道估计的冃的就是估计出信道的时域或频域响应，对接收到的数据进行校正和恢复，以获得相干检测的性能增益。木文研究了儿种信道估计方法，并进行了初步的仿真，为研发实现提供支持。1.2缩写术语ACKAcknowledgementAMCAdaptiveModulationandCodingBERBitErrorRateBLERBLockErrorRateBPSKBinaryPhaseShiftKeyingBSBaseStationCQIChannelQualityIndicationCDDCyclicDelayDiversityCPCyclicPrefixCQIChannelQualityIndicatorCRCCyclicRedundancyCheckDLDownlinkFDDFrequencyDivisionDuplexFFTFastFourierTransformFOEFrequencyOfTsctEstimationFSTDFrequencySwitchedTransmitDiversityHARQHybridAutomaticRepeatrequestLLRLogLikelihoodRatioMCSModulationandCodingSchemeMIMOMulti-InputMulti-OutputMMSEMinimumMeanSquareErrorOFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingOFDMAOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexAccessPRBPhysicalResourceBlockQAMQuadratureAmplitudeModulationQPSKQuadraturePhaseShiftKeyingRBRadioBearerRSSCPReceivedSignalSub-CarrierPowerRSSIReceivedSignalStrengthIndicationSNRSignaltoNoiseRatioSINRSignaltoInterferenceandNoiseRatioSTBCSpace-TimeBlockCodedTDDTime-DivisionDuplexWSSUSWidc-ScnscStationaryUncorrclatcdScattering 2背景情况1.1概述无线通信系统的性能主要受到无线信道的制约。发射机和接收机之间的传播路径非常复杂，从简单的传播路径到遭受各种复杂的地貌，如建筑物、山脉和森林等影响的传播。此外,无线信道不像有线信道那样固定口可预见，而是具有很大的随机性和时变性，导致接收信号的幅度、相位和频率火真。所冇这些问题对接收机的设计提出了很大的挑战。在高速率的接收机小，信道估计是一•个很重要的组成部分；对低速率的情况由于信道在一个码元周期内都可能会发生较人的变化（即信道的相干时间小于码元周期），此时信道估计没启太人的意义。对于宽带传输，冃前的主流是采用OFDM系统。在OFDM系统中，信道佔计器的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择，由于无线信道的时变特性，需要接收机不断的对信道进行跟踪，因此导频信息必须不断的发送；二是既有较低的复朵度乂有较好的跟踪能力的信道估计器的设计，在确定导频发送方式和信道估计准则条件下，寻找最佳的导频跟踪能力的信道估计器的设计。在实际设计中，导频信息的设计和最佳估计器的设计是相互关联的。在欧洲DVB系统中的草案和HSDPA的提案中，导频信息是以特定的载波和特定的时隙來发送的，并几其发送功率高于一般数据信息的发送功率。1.2信道估计算法分类OFDM理论的提出是在20世纪60年代映未找到引用滇，但是受限制于当时实际的IC技术,通过模拟滤波器技术很难做到在没有子载波间T•扰（IC1）的情况下恢复子载波信息，因此在当时这种理论技术只能被抛弃掉了。在1970年的时候，美国人在此将这项技术申请了专利，并且命名为"OFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing）”钳刃未找愆引用叭随着CP在OFDM理论与系统中的引入使得这项技术进一步接近了实际应用，它能够从理论上克服ISI的影响。因此对于OFDM系统而言，解调的时候需要信道信息來进行相干解调，信道信息准确性对于OFDM系统性能则起着至关重要作用。通常信道估计方法按照是否依赖导频的角度來区分大体上可以分为盲信道佔计和非肓信道估计。2.2.1盲信道估计旨信道估计一般利用数据的循环平稳统计特性或者采用子空间分解的办法來进行信道估计，但往往具有收敛速度较慢、对SNR要求较高或者需耍对数据进行过釆样等缺八严未找到引用臥。这些缺点限制了盲信道估计方法在OFDM系统工程上的运用，因此对盲信道估计算法的研究更多的停留在学术层面上。2.2.2非盲信道估计对非百的信道估计算法根据导频插在吋域还是频域乂可分为两类,这样就可以通过已知点上信道响应的采样值來估计出整个信道的完整响应。根据导频分布情况的不同，这-类信道估计方法又有一维和二维之分，前者在时间或者频率的一个方向插入导频信号，后者在时间和频率两个方向插入导频信号，能够更好地反映信道的特征。因为信道一般是时变的（但在一个OFDM块内一般认为信道是不变的），因此导频需要周期或者不间断的发送。这种基于导频辅助的倍道估计方法所利用的数学原理比较成熟，算法比较简单，易于工程实现。--般情况下，首先利用某种准则，在导频所处时间或者频率位宜估计出该位直的信道响应，然后再通过某种一维或二维的内插方式获得完整的信道响应。本文研究的主要是这种导频辅助的非盲信道估计算法，此类信道估计主要包含两部分的内容：导频图案的选择、信道响应的估计。卜•面的内容就围绕这两部分的内容而展开。 3OFDM系统导频图案设计在常用的无线通信系统小，信道估计通常使用的都是非盲估计的方法，而非盲信道估计不可缺少的就是导频参考信号。OFDM系统中导频插入方式如图1所示，一般有梳状分布和块状分布及时频二维离散分布。导频信号在时间和频率上的间距0、Df需满足时间频率二维采样定理，即1TD,<(1)2(人+7；)九.唤7rmax式中几皿、分別为信道最大多普勒频移和最大时延扩展；Tu为OFDM符号持续时间；7；为保护间隔时间。频率，J载波C.时频时呀离散分布图1OFDM系统导频放置示意图在上图所示的三种导频插入方式中，梳状导频由于其在时间上的连续性而在频率上的离散性使其能够在髙Doppler变化的快衰落无线信道中正常工作，但是山于在频率域中需要通过插值才能够获取相关非导频点信息，因此对于大时延扩展的高频率选择性信道无法很好支持；块状导频在频域上连续，适用于人时延扩展信道，即高频率选择性无线信道。但是由于其导频在时间上的离散度，它对于Doppler变化所带來的影响是十分敏感的，所以其更适合慢衰落的无线信道。阳在通常实际无线通信信道中，Doppler变化和多径时延扩展都是存在的，而系统设计则需要将二者一起考虑，并不能够放弃任何-•种特性，同吋乂考虑到导频在整个系统中的开销，经常会釆用时频二维离散分布导频。这种方式需要分别在时域和频域上 进行内插，其导频密度结构在时域上优于时域复用方式但是劣于频域复用力式，在频域上则 优于频域复用方式劣于时域复用方式，在一定程度上是这两种复用方式的折中，在某些方而优于其二者，在另外一方面则又劣于其二者。总Z,对于非特定的极端场景，这种导频模式有着更为广泛的使用范围。3.1LTE下行导频结构在LTE系统中要求在下行过程中最大可以支持到4X4模式，因此F行导频设计也必须要把这个问题考虑到，至少也要支持4天线发射模式。LTE物理层定义了3种下行参考信号,包括小区专用的参考信号、MBSFN参考信号和终端专用的参考信号。参考信号在时频域的映射规定了放置导频符号的时频域资源位置，LTE下行参考信号映射采用的是时频二维离散分布。3.1.1小区专用参考信号映射小区专用参考信号最多支持4个天线端口的发送（portO〜3）。对于前两个天线端口（portO〜1）,每个时隙有2个OFDM符号携带参考信号；对于后两个天线端U（port2〜3）,每个时隙有1个OFDM符号携带参考信号。在每个OFDM符号内参考信号的频域间隔为6个子载波，釆用交错放置的方式，如图2和图3所示。其小第一行为单犬线发送时的导频结构，蓝色部分为导频放置点；第二行为2天线发送时导频结构，蓝色为第一根天线导频位置,黄色为第二根导频位置，每根天线的导频密度是一致的；第三行为4天线导频结构，其中蓝色为天线1的导频位置，黄色为天线2的导频位置，绿色为天线3的导频位置，红色为天线4的导频位置，对于天线1和2而言其结构与2天线是一样的，且导频密度未变化，而天线3、4其导频的密度被将为天线1、2的一半。mSoaanbcrcdAnknniipoet■«■XXR、/-0/—6/-0/-6vwviiluinbcvcdUotiodonumberedacts032Xes6/-0/-6/-0numberedUoteodoaumheZOabevwiiwmberedxionumberedAnlumiiipintAnlcfwmp icm*p«Mi二Aniciiiuipc«i;图3CRS映射（扩展CP）映未找到引用跟3.1.2MBSFN参考信号映射MBSFN参考信号采用单天线端口的发送，即port4oMBSFN参考信号映射如图4、5所示，参考信号采用较小的频域间隔，即每2个子载波放置1个参考信号（在MBSFN专用载波采用7.5kHz了载波间隔时，每4个了载波放置1个参考信号）：Antennaport4Yslots_——Antennaport4 图4MBSFNRS映射（扩展CP,f=5kHz）错用未找到引用瓯图5MBSFNRS映射（扩展CP,f=1.5kHz）映未找到引用源•3.1.2.1终端专用的参考信号映射LTE屮终端专用的参考信号采用单天线端口的发送，即p（）rt5。DRS的映射如图6、图7所示：R、/=0/=6/=0/=6wver»-numberedslotsodd-numberedslotsAntennaport5even-numberedslotsoddnumberedslots图7DRS映射（扩展CP）Amcnnaport、图6DRS映射（常规CP）映未找到引用源错误！未找到引用濾. 3.2LTE上行导频结构LTE系统在上行屮采用的是SC-FDMA的调制技术，导频设计与调制技术和上行帧结构是紧密相关的。在一个时隙中，多个用户以及多根天线场景下，资源分配、导频设计如下面图8中所示。图屮对于多个用户之间资源采用Localized模式。多天线场景中，不同天线之间RS信号并不像下行中采用频分复用的方式，而是采用了码分复用的方式，每根犬线使用相同根索引的CAZAC序列，但是其之间有不同的初始相位,由于我们都知道CAZAC序列其理想时域与频域H相关特性，采用上述方式是可以完全从理论上进行区分及对各自天线进行信道佔计。需要说明的一点是在LTE±行系统中，每个UE是不支持多天线模式（除天线选择，其实质仍是单天线），因此这里的多天线实际就是多个用户,即多用户MIMO（MU-MIMO）oDataRSData图8LTE上行导频参考信号结构设计根据36.211协议可以知道，不同UE在通过MU-MIMO技术复用时，导频参考信号的关系有如卜:(2)rt(n)=eJ(Xfnr[(n)其屮，斤（力为第一个UE（所谓第一个只是一个参照），即第一根大线发射的导频信号,而第t个UE（天线）的发射信号则有如上式表述，「0,1,2,3,而其导频参考信号是通过乞实现变换的。从上而的介绍我们也发现了LTE±行对于信道估计而言与下行一样，从估计算法上并不会受到天线数目的影响，只是会随着天线数目的增加而需要有办法将其不同天线之间的导频分离出來，在协议中规定了采用码分复用的设计结构。 4LTE信道估计算法信道估计的方法将理论联系到实际通常可以被分为两个部分，一个是对导频所处位宜信道响应的估计，这部分主要完成对导频进行相应处理，去除干扰信息项的影响，得到导频处的信道估计；另外一个部分就是插值部分，通过内插得到完整信道响应的佔计。我们知道做信道估计的参考信息来口于导频信息，而导频在整个资源中不可能使用太多开销，否则会使整个OFDM通信系统效率大人降低，而没有导频部分的数据所使用的信道信息通常是通过对有导频信息信道估计后的结果进行插值而获取的。下面从系统模型入手，分别介绍几种OFDM系统屮常用的非盲信道估计算法和插值算法。4.1系统模型图9OFDM基带系统模型跻心未找到引用源如上图所示的OFDM棊带系统模型中，冲为发送符号，h（t,r）为信道冲激响应，砍）为复髙斯口噪声，必为接收到的符号。发送信号不为星座调制符号，D/A与A/D组件中认为包含有了理想的低通滤波器，其帯宽为〃人，其小几为采样间隔，Tg为循环前缀。将时变无线多径信道建模为多抽头的横向FIR滤波器，信道冲激响应可以丿表示为：力（/,「）=£人（/）》（/一匚）（3）z=o式中厶表示传播路径总数；%是第i径上的复脉冲响应；耳是第i径的归一化吋延长度,通常要求0Yb...丫卅，则His=X-1Y=[AA我们需要对LS估计器做的儿点说明，在式(7)和公式5・1都有一个T扰噪声项”和w(勿,在LS估计器估计过程屮，我们可以看到对它影响U(HkXkZ=Hk+Nk(12)对于通常的无线通信系统屮，作为导频信号的X斤是一个怛幅度的实数或者复值信号，因此相比较而言它对噪声干扰项的统计属性不会冇影响。但是由于多径时延产生的频率选择性会使随着不同£索引而不同，因此我们可以知道对于频率选择性信道，信道估计的MSE(或者信噪比)对于不同频点是不同的。关于待估参数hk')的均方误差MSE(meansquareerror)可以有如下定义:丿(吨*))胡旳*)—/?(/*)门(13)其中E口表示数学期望。LS估计器并不依赖于信号以及待估参数本身的统计特性，它儿乎适用于任何场景，同时它是一个无偏估计器。LS估计器或者说ZF估计器通常是其它估计器的基础，由于算法通过化简后冇着非常简单的形式，而其它估计器则可以直接使川LS佔计结果做进一步的佔计算法操作，我们在后而的相应估计算法都是基于LS估计算法做的进一步研究。 4.2.2算法实现LS,istima,orLocalRS图11LS估计算法设计流程在上图中给出了一个LS算法实现流程，其中红色虚框中的为LS估计器，其后紧跟的为插值器，插值的方法和理论将在后面进行阐述。操作流程：对于接收信号，通过木地预先知道的导频参考信号地址索引捉取导频信息。将提取后接收导频信息与本地参考导频做乘法，去除导频信息，获取信道信息。该信息即为LS算法所得到的信息。对于导频点的信道信息，根据己知天线数、时频排列关系和规则，进行信道插值，从而获取数据部分信道信息，为信道均衡、MIMO检测等其它模块服务。4.3MMSE算法4.3.1算法原理MMSE算法理论上是基于2-DWienerFilter的设计的，Wiener滤波器设计的理论來源与著名的Wiener-Hopf方程，在已知待估参数〃是服从高斯分布的时候，干扰项川也服从高斯分布时候，WienerFiltei•估计器将有着比LS估计器更好的性能。该算法在时域和频域二维内进行处理，得到的信道佔计结果口J以表示为=工w（/：心从）x（从）（14）Lk其中/为时间索引，0